第4章数据通信原理PPT讲稿.ppt

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1、第4章数据通信原理1第1页，共123页，编辑于2022年，星期二数据通信原理第第4章章数据信号的基带传输数据信号的基带传输2第2页，共123页，编辑于2022年，星期二第4章 数据信号的基带传输l概述概述n数字基带信号未经调制的脉冲电信号，它所占据的频带通常从直流和低频开始，如来自数据终端的原始电信号等。n数据基带传输数据通信中最基本的传输方式。数据终端只需要经过简单的电平和码型变换以后，就可以在信道中直接传输。主要应用在局域网等距离比较短的数据传输中。n数据频带传输数字基带信号必须经过载波调制，把频谱搬移到高频才能在信道中传输的方式。大多数信道，如各种无线信道和光信道都属于带通传输。3第3页

2、，共123页，编辑于2022年，星期二n研究数字基带传输系统的原因：u近程数据通信系统中广泛采用u基带传输中包含频带传输的许多基本问题u任何一个采用线性调制的频带传输系统，可以等效为一个基带传输系统来研究。u基带传输方式也有迅速发展的趋势 4第4页，共123页，编辑于2022年，星期二第4章 数据信号的基带传输l4.1数据基带信号及其特性描述数据基带信号及其特性描述u在实际的基带传输系统中，并非所有原始的基带数字信号都能在信道中传输，如有的信号含有丰富的直流和低频分量，不便于提取同步信号、有的信号易于形成码间干扰等。u基带传输系统中首先要考虑的问题是u1，传输信道中选择什么形式的信号？u2，传

3、输信道中选择什么形式的码元脉冲的波形？u3，传输信道中选择什么形式的码元序列的码型？5第5页，共123页，编辑于2022年，星期二l为了在传输信道中能够获得较好的传输特为了在传输信道中能够获得较好的传输特性，一般要对码元进行适当的性，一般要对码元进行适当的码型变换码型变换，使其能够适合在信道中传输。使其能够适合在信道中传输。l对传输码型的选择要求：对传输码型的选择要求：1，传输码型中应，传输码型中应不含有直流分量不含有直流分量，由于低频，由于低频分量会造成衰减和对元件尺寸要求大，高分量会造成衰减和对元件尺寸要求大，高频分量会对邻近线路造成串音，因此，频分量会对邻近线路造成串音，因此，低低频和高

4、频分量也不要太多。频和高频分量也不要太多。2，传输码型中应含有，传输码型中应含有定时时钟信息定时时钟信息，以利于，以利于收端定时时钟的提取。收端定时时钟的提取。6第6页，共123页，编辑于2022年，星期二l3，传输码型应具有，传输码型应具有误码检测能力误码检测能力，以便做，以便做到自动检测。到自动检测。l4，码型变换设备，码型变换设备简单、易于实现简单、易于实现。l5，码型没有或者只有很小的误码增值。，码型没有或者只有很小的误码增值。l6，编码方案对发送信息的类型不应有任何，编码方案对发送信息的类型不应有任何限制，适合于所有二进制信号。限制，适合于所有二进制信号。l7，码型具有较高的编码效率

5、。，码型具有较高的编码效率。l8，码型具有一定的抗干扰能力。，码型具有一定的抗干扰能力。7第7页，共123页，编辑于2022年，星期二1 1、单极性码不归零（、单极性码不归零（NRZNRZ）码：）码：编码规则：1表示高电平，0表示低电平，在整个码元期间电平保持不变Tbt01101100110E判决电平8第8页，共123页，编辑于2022年，星期二l特点及应用特点及应用:l发送能量大有利于提高收端信比发送能量大有利于提高收端信比l带宽窄但直流和低频成分大；带宽窄但直流和低频成分大；l不能提取同步信息不能提取同步信息l判决电平不易稳定判决电平不易稳定l一般用于设备内部和短距离通信中。一般用于设备内

6、部和短距离通信中。9第9页，共123页，编辑于2022年，星期二占空比：/Tb，典型的取值是/Tb=50%2 2、单极性码归零（、单极性码归零（RZRZ）码：）码：编码规则：传送1时发送一个宽度小于码元持续时间的归零脉冲，传送0时不发送脉冲。t01101100110ETb判决电平10第10页，共123页，编辑于2022年，星期二l特点及应用：特点及应用：l具有单极性码的大多特点但带宽增大，具有单极性码的大多特点但带宽增大，l可以直接提取同步信息可以直接提取同步信息l一般用于设备内部和短距离通信中。一般用于设备内部和短距离通信中。11第11页，共123页，编辑于2022年，星期二3 3、双极性码

7、不归零（、双极性码不归零（BNRZBNRZ）码：）码：编码规则：1表示高电平，-1表示低电平，在整个码元期间电平保持不变t01101100110E-ETb判决电平12第12页，共123页，编辑于2022年，星期二l特点及应用特点及应用l发送能量大有利于提高收端信比发送能量大有利于提高收端信比l无直流但低频成份大无直流但低频成份大l不能提取同步信息不能提取同步信息l判决电平容易稳定，无需线路接地判决电平容易稳定，无需线路接地13第13页，共123页，编辑于2022年，星期二4 4、双极性码归零（、双极性码归零（BRZBRZ）码：）码：编码规则：构成原理与RZ相同，1正，-1负，相邻脉冲间必有零电

8、平存在。在接收端根据接收波形归于零电平便可知1比特信息结束。t01101100110E特点及应用：具有双极性码的优点比较容易提取同步信息14第14页，共123页，编辑于2022年，星期二编码规则：差分码是用相邻两个电平变化与否表示“1”和“0”，所以又称为相对码记作bn 5 5、差分码、差分码 差分码又可以分为两种：传号码和空号码：传号码是指相邻两个电平变化表示为1，如果不变表示为0。其中1用高电平来表示，0用低电平来表示。实际上他们的运算就是异或运算。而空号码则是相反的。15第15页，共123页，编辑于2022年，星期二l特点及应用特点及应用l即使传输过程中所有电平都发生了反转，接收即使传输

9、过程中所有电平都发生了反转，接收端仍能正确判决端仍能正确判决l可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位调制系统中，用于解决载波相位模糊问题。调制系统中，用于解决载波相位模糊问题。l是数据传输系统中的一种常用码型是数据传输系统中的一种常用码型16第16页，共123页，编辑于2022年，星期二6 6、极性交替（、极性交替（AMIAMI）码：）码：编码规则：消息代码0仍变换为传输码的0，而把代码中的1交替地变换为传输码的+1、-1、特点：无直流分量，且只有很小的低频成分；从一个二进制符号序列变成了一个三进制符号序列；编译码电路简单，并便于观察误码情况；缺点：当

10、它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连0串，因而会造成提取定时信号的困难。t01101100110E17第17页，共123页，编辑于2022年，星期二7 7、三阶高密度双极性（、三阶高密度双极性（HDB3HDB3）码：）码：编码规则：（1）按AMI码编码；（2）用000V替代长连零小段0000，V的极性与前一个非零码的极性相同；（3）检查V码是否极性交替。若不交替，把当前的000V用B00V代替，B的极性与前一个非零符号的极性相反；加B后，则后边所有非零符号反号。检查HDB3码正确与否，一看“1”与B合起来极性是否交替，二看V码是否交替，两者都交替则编码正确。示例动画演示18第18页，共1

11、23页，编辑于2022年，星期二例：信息流：0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1 1 0第一步：0+1 0 0 0 0-1+1 0 0 0 0 0-1+1-1 0第二步：0+1 0 0 0+V-1+1 0 0 0+V 0-1+1-1 0第三步：0+1 0 0 0+V-1+1-B 0 0-V 0+1-1+1 0t+100+10+v-1 0-B00-v0+1-1+10破坏脉冲补救脉冲19第19页，共123页，编辑于2022年，星期二特点：编码比较复杂，但译码却比较简单除保持了AMI码的优点外，还增加了使连0串减少到至多3个的优点，这对于定时信号的恢复是十分有利的。缺点：HDB

12、3码若产生一个误码，可能造成假4连0，译码端会引起多于一个的误码，即HDB3码有误码增殖。译码：（1）检测V码并识别B00V和000V；两个同极性码后一个为V码；（2）用0000取代B00V或000V；（3）全波整流还原成单极性码。20第20页，共123页，编辑于2022年，星期二l编码规则：编码规则：“1”用高低电平表示，用高低电平表示，“0”用低高电平表示用低高电平表示；8 8、曼彻斯特码：、曼彻斯特码：l特点及应用：特点及应用：l不含直流分量，定时信息丰富不含直流分量，定时信息丰富l具有编码冗余具有编码冗余l极性反转时会引起译码错误极性反转时会引起译码错误 21第21页，共123页，编辑

13、于2022年，星期二 9.CMI码 CMI码的全称是传号反转码，其编码规则如下：信息码中的“1”码交替用“11”和“00”表示，“0”码用“01”表示。例如：22第22页，共123页，编辑于2022年，星期二这种码型有较多的电平跃变，因此，含有丰富的定时信息。该码被ITU-T推荐为PCM四次群接口码型。在光纤传输系统中有时也用CMI码作线路传输码型。CMI码码23第23页，共123页，编辑于2022年，星期二l编码规则：编码规则：n个二进制码元个二进制码元(比特比特)用用m个二进个二进制码元制码元(比特比特)编码编码10.nB/mB10.nB/mB码码：l特点及应用：特点及应用：l具有差分码的

14、特点具有差分码的特点l比较容易提取同步信息比较容易提取同步信息返回24第24页，共123页，编辑于2022年，星期二4.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 l单个脉冲信号的频谱可以通过付氏变换单个脉冲信号的频谱可以通过付氏变换求出。求出。l在数据通信中，传输的是一系列二进制在数据通信中，传输的是一系列二进制脉冲序列，那么在频域中怎样描述随机脉冲序列，那么在频域中怎样描述随机的二进制脉冲序列呢？既然是随机的，的二进制脉冲序列呢？既然是随机的，就不能用付氏变换去描述，而必须使用就不能用付氏变换去描述，而必须使用功率谱密度功率谱密度描述。描述。25第25页，共123页，编辑于2022年，星

15、期二二进制随机脉冲序列的波形和一般表示式二进制随机脉冲序列的波形和一般表示式l1、波形l二进制随机脉冲序列具有随机性，无法画出二进制随机脉冲序列具有随机性，无法画出它的波形，只能画出某一时刻的样本：它的波形，只能画出某一时刻的样本：l数字信号的波形如下图所示，假设数字信号的波形如下图所示，假设“1”用用g1(t)表示，表示，“0”用用g2(t)表示表示26第26页，共123页，编辑于2022年，星期二假设在一个码元周期Tb内“1”出现的概率为P，“0”出现的概率为1-P，2 2、一般表达式、一般表达式 其中 对于双极性信号：对于单极性信号有：27第27页，共123页，编辑于2022年，星期二3

16、 3、信号对应的功率谱、信号对应的功率谱 fb=1/Tb，数值上等于码元速率RB G1(f)和G2(f)分别为g1(t)和g2(t)的傅氏变换 式中的第一项表示连续谱，由其可以确定信号的带宽 第二项是离散谱，由其可以判断信号有无直流分量以及是否包含同步信息28第28页，共123页，编辑于2022年，星期二由上式可见：二进制随机脉冲序列的功率谱Ps(f)可能包含连续谱（第一项）和离散谱（第二项）。连续谱总是存在的，这是因为代表数据信息的g1(t)和g2(t)波形不能完全相同，故有G1(f)G2(f)。谱的形状取决于g1(t)和g2(t)的频谱以及出现的概率P。离散谱是否存在，取决于g1(t)和g

17、2(t)的波形及其出现的概率P。一般情况下，它也总是存在的，但对于双极性信号 g1(t)=-g2(t)=g(t)，且概率P=1/2（等概）时，则没有离散分量(f-mfs)。根据离散谱可以确定随机序列是否有直流分量和定时分量。29第29页，共123页，编辑于2022年，星期二 部分码型的功率谱结构如下图所示：(a)单极性码(b)单极性归零码(c)AMI码和HDB3码 (d)双极性码 30第30页，共123页，编辑于2022年，星期二例1：试求双极性归零码的功率谱密度。设“1”码出现的概率为p=1/2，脉冲宽度为，幅度为 A。解：因为是双极性归零码，所以 g1(t)=g2(t)g1(t)的波形如右

18、图：t/2-/20 Ag1(t)即：31第31页，共123页，编辑于2022年，星期二g1(t)和g2(t)的傅里叶变换式为将上式代入公式，得双极性归零码的功率谱密度为 可见，双极性归零码的功率谱密度只有连续谱，当 时，p(f)出现零点，而 为p(f)的第一零点，信号能量大部分集中在第一零点频率范围内，因此，要传输此信号，基带宽大约需 。返回32第32页，共123页，编辑于2022年，星期二l结论：结论：l（1）随机序列的带宽主要依赖单个码元的）随机序列的带宽主要依赖单个码元的频谱函数频谱函数G1（f）或）或G2（f），两者之中应取），两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽。时间波形较大带宽的

19、一个作为序列带宽。时间波形的占空比越小，频带越宽。通常以频谱的的占空比越小，频带越宽。通常以频谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽等于脉宽的倒数，即B=1/.（如上图所示）33第33页，共123页，编辑于2022年，星期二 部分码型的功率谱结构如下图所示：(a)单极性码(b)单极性归零码(c)AMI码和HDB3码 (d)双极性码 34第34页，共123页，编辑于2022年，星期二l（2）单极性基带信号是否存在离散谱决定）单极性基带信号是否存在离散谱决定于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中有定时分量，可以直接提取

20、。单极性不归有定时分量，可以直接提取。单极性不归零脉冲无定时分量，若想获得定时分量，零脉冲无定时分量，若想获得定时分量，要进行波形变化。要进行波形变化。35第35页，共123页，编辑于2022年，星期二l总结：研究随机脉冲序列的功率谱是十分总结：研究随机脉冲序列的功率谱是十分有意义的。一方面可以根据它的连续谱确有意义的。一方面可以根据它的连续谱确定序列的带宽，另一方面根据它的离散谱定序列的带宽，另一方面根据它的离散谱是否存在这一特点，明确能否从脉冲序列是否存在这一特点，明确能否从脉冲序列直接提取定时分量，以及采用什么方法可直接提取定时分量，以及采用什么方法可以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量

21、。以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量。这对研究位同步、载波同步等问题，是十这对研究位同步、载波同步等问题，是十分重要的。分重要的。36第36页，共123页，编辑于2022年，星期二4.2 基带传输系统的组成l基带传输系统的模型如图所示：基带传输系统的模型如图所示：返回目录37第37页，共123页，编辑于2022年，星期二 码型变换器是将数据信号转换成更适合于信道传输的码型 发送滤波器进行信号波形转换 接收滤波器完成抑制带外噪声、均衡信号波形等功能，使其输出波形更有利于抽样判决 同步系统作用是通过特定方法提取同步信息，并产生同步控制信号 抽样判决器是在位同步脉冲的控制下对信号波形抽样，并按照特

22、定码型的判决规则恢复原始数据信号38第38页，共123页，编辑于2022年，星期二 系统各部分波形如下图所示基带脉冲基带数据信号的波形受噪声和干扰信号干扰的波形通过接收滤波器滤波后接收到的信号经抽样判决器恢复的数据基带信号抽样后样值抽样脉冲数据序列返回39第39页，共123页，编辑于2022年，星期二u基带系统的各点波形示意图输入信号 码型变换后 传输的波形 信道输出 接收滤波输出 位定时脉冲恢复的信息 错误码元 40第40页，共123页，编辑于2022年，星期二4.3 无码间干扰的基带传输u4.3.1码间串扰的概念p两种误码原因：码间串扰 信道加性噪声p码间串扰原因：系统传输总特性不理想（包

23、括发送滤波器、接收滤波器以及信道的特性不理想），导致前后码元的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前码元的判决造成干扰。p码间串扰严重时，会造成错误判决，如下图所示：41第41页，共123页，编辑于2022年，星期二4.3 无码间干扰的基带传输n4.3.1 数字基带信号传输的定量分析u数字基带信号传输模型 假设：an 发送滤波器的输入符号序列，取值为0、1或-1，+1。d(t)对应的基带信号抽样判决42第42页，共123页，编辑于2022年，星期二u发送滤波器输出式中 gT(t)发送滤波器的冲激响应 设发送滤波器的传输特性为GT()，则有u总传输特性 再设信道的传输特性为C()，接收滤

24、波器的传输特性为GR()，则基带传输系统的总传输特性为其单位冲激响应为43第43页，共123页，编辑于2022年，星期二假设信道噪声为加性噪声记作n(t),经过系统传输后输出为nR(t),则如果对第k个码元抽样，抽样时刻为t0+kTb，则所得的样值是：改写上式，得：44第44页，共123页，编辑于2022年，星期二 第一项对应第k个码元的样值 第三项nR(t0+kTb)是抽样时刻噪声的样值 第二项是其它码元在第k个码元抽样时刻的样值即码间干扰 通过设计h(t)的波形（即设计系统的传输特性H()）可以实现无码间干扰的传输，典型波形如下图所示45第45页，共123页，编辑于2022年，星期二消除码

25、间干扰的思想l1，如果相邻码元的前一个码元的波形，在，如果相邻码元的前一个码元的波形，在到达后一个码元抽样时刻就衰减为到达后一个码元抽样时刻就衰减为0。那么。那么前一个码元就不会对后一个码元产生干扰。前一个码元就不会对后一个码元产生干扰。l2，但是由于，但是由于h（t）的波形有很长的拖尾，）的波形有很长的拖尾，在实际当中很难实现，因此，只能使在实际当中很难实现，因此，只能使h（k-n）Tb+t0在在t0+Tb，t0+2Tb，（，（k-n）Tb+t0，等抽样时刻上正好为等抽样时刻上正好为0，就能，就能消除码间干扰。消除码间干扰。46第46页，共123页，编辑于2022年，星期二l4.3无码间串扰

26、的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性只要基带传输系统的冲击响应h（t）在本码元的抽样时刻点上为波形的峰值，在其他码元的抽样时刻点上为0，就可以消除码间干扰。n4.3.2 消除码间串扰的基本思想由上式可知，若想消除码间串扰，应使由于an是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为0是不行的，这就需要对h(t)的波形提出要求。47第47页，共123页，编辑于2022年，星期二 经过上面分析，可以得出当h(t)满足下式时就可以 消除码间干扰 令k-n=k，因为函数与自变量符号无关，所以把k记作k，并设传输时延t0=0得到式：返回4.3.3 无码间干扰的时域条件48第48页，共123页，编辑于2022

27、年，星期二4.3.4 理想低通网络波形形成（奈奎斯特第一准则）1、无码间干扰传输的频域条件 传输特性H()和单位冲激响应h(t)是一对傅氏变换对：当t=kTb时:对上式按照b=2/Tb的长度用分段积分的形式表示为:49第49页，共123页，编辑于2022年，星期二 用Hn()表示第n个区间内的H()则:令=-n，则=+n，d=d，所以:50第50页，共123页，编辑于2022年，星期二 基带传输系统的等效传输特性此时系统的冲激响应满足无码间干扰的时域条件，可实现无码间干扰的传输BN=1/2Tb (rad/s)=fb/2 (Hz)。奈奎斯特带宽51第51页，共123页，编辑于2022年，星期二2

28、、理想低通传输特性 当系统的传输特性在奈氏带宽内就是理想低通特性，此时系统的单位冲激响应为52第52页，共123页，编辑于2022年，星期二传输速率为RB=1/Tb=fb Baud，信道带宽为B=fb/2 Hz，所以频带利用率r=RB/B=2 Baud/Hz。当系统的传输特性在奈氏带宽内是理想低通特性时，若发送端以其截至频率两倍的速率传输信号，接收端仍以间隔Tb在码元峰值处抽样就可以消除码间干扰，此时可以得到最大的频带利用率2Baud/Hz 奈奎斯特第一准则53第53页，共123页，编辑于2022年，星期二基于理想低通，存在两个问题：F非物理可实现：幅频特性尖锐截止 F要求收端定时准确：冲激响

29、应的前导、后尾很大提出问题：寻找一个传输系统，既可实现，又能满足奈氏第一准则的基本要求？思路：对理想低通的幅频特性加以修改，使其在fN附近不是锐截止物理可实现54第54页，共123页，编辑于2022年，星期二3、实用传输特性 滚降特性 图中N=/Tb，是奈氏带宽 只要H1()正负频域部分分别关于(N,0)和(-N,0)对称就可以产生滚降=r/N为滚降系数，01，=0时，就是理想低通特性55第55页，共123页，编辑于2022年，星期二图中，对 的频率部分增加了部分传输能力（即增加了(1+)N），而对于小于N的频率正好减少这部分传输能力，即关于点c旋转180o正好补平减少部分的传输缺口，且系统的

30、相频特性仍是线性的。这样的系统，它的冲激脉冲响应的前导和后尾仍是每隔Tb=/N秒经过零点，从而满足按间隔T=/N的取样点上无符号间干扰的要求。幅频特性滚降的传递函数幅频特性滚降的传递函数 56第56页，共123页，编辑于2022年，星期二证明：设系统时延t0=0，h(t)为上图中H()的傅里叶逆变换，图中积分限本为(-2N,2N)，为便于运算，改为(-3N,3N)，在时间 的取样值为h(kTb)，即57第57页，共123页，编辑于2022年，星期二58第58页，共123页，编辑于2022年，星期二59第59页，共123页，编辑于2022年，星期二60第60页，共123页，编辑于2022年，星期

31、二l所以具有上图幅频特性时，不会有符号所以具有上图幅频特性时，不会有符号间干扰。间干扰。l上述幅频特性仅要求关于上述幅频特性仅要求关于c点奇对称，具点奇对称，具体形状不要求，因此有很多这种波形。体形状不要求，因此有很多这种波形。61第61页，共123页，编辑于2022年，星期二 升余弦特性 系统特性62第62页，共123页，编辑于2022年，星期二 冲激响应 频带利用率63第63页，共123页，编辑于2022年，星期二例例1：某一基带系统，其传输特性如图所示，试计算：(1)按奈奎斯特第一准则发送数据，其符号速率为多少Bd？(2)采用四电平传输时，传信速率为多少bit/s?(3)频带利用率为多少

32、？64第64页，共123页，编辑于2022年，星期二解：(1)要符合奈氏第一准则，需在H(f)中找出呈奇对称的坐标点C(fN，1/2)，即fN的对应点，于是，fN=(1800+3000)/2=2400。符号速率为fs=2fN=4800波特，而 (1+)fN=3000 =(3000-fN)/fN=600/2400=0.25(2)采用四电平时，M=4 传信率R=NBd log 2 4=4800*2=9600 bit/s(3)频带利用率 =fs/B=4800/3000=1.6 Bd/Hz 或 =2/(1+)=2/(1+0.25)=1.6 Bd/Hz65第65页，共123页，编辑于2022年，星期二设

33、某数字基带传输系统的传输特性设某数字基带传输系统的传输特性h(w)如图所如图所示，其中示，其中a为某个常数，（为某个常数，（0=a=1):(1)试检验该系统能否实无间码干扰输出？试检验该系统能否实无间码干扰输出？（2）试求该系统的最大码元传输速率是多少？这时）试求该系统的最大码元传输速率是多少？这时的系统频带利用率为多大？的系统频带利用率为多大？例例2：66第66页，共123页，编辑于2022年，星期二为了传送码元速率为了传送码元速率Rr=103Baud的数字基带的数字基带信号，试问系统采用图中所示的哪一种传信号，试问系统采用图中所示的哪一种传输性能较好？并简要说明理由。输性能较好？并简要说明

34、理由。例例3：返回67第67页，共123页，编辑于2022年，星期二4.4 眼图（一）（一）系统性能系统性能实际的基带传输系统，其传输特性几乎不可能完全符合理想情况，因此码间干扰不可能完全避免。再加上噪声的存在，对系统性能的定量分析，就是想得到一个近似的结果也非常复杂。实际工作中，常利用实验手段对系统性能进行估计操作：F将示波器的垂直输入端跨接在基带传输系统接收滤波器的输出端，并将示波器的扫描周期调整为码元周期/间隔Tb的整数倍返回目录68第68页，共123页，编辑于2022年，星期二示波器荧光屏上显示出由多个随机码元波形所共同形成的图形，类似于人眼，称为数据信号的眼眼图图，以此来判决系统的传

35、输质量眼图给出了有关数据通信系统性能的大量信息。二进制码元简化的眼图模型如下：69第69页，共123页，编辑于2022年，星期二n眼图模型70第70页，共123页，编辑于2022年，星期二p 最佳抽样时刻是“眼睛”张开最大的时刻；p 定时误差灵敏度是眼图斜边的斜率。斜率越大，对位定时误差越敏感；p 图的阴影区的垂直高度表示抽样时刻上信号受噪声干扰的畸变程度；p 图中央的横轴位置对应于判决门限电平；p 抽样时刻上，上下两阴影区的间隔距离之半为噪声容限,若噪声瞬时值超过它就可能发生错判；p 图中倾斜阴影带与横轴相交的区间表示了接收波形零点位置的变化范围，即过零点畸变，它对于利用信号零交点的平均位置

36、来提取定时信息的接收系统有很大影响。71第71页，共123页，编辑于2022年，星期二n眼图照片u图(a)是在几乎无噪声和无码间干扰下得到的,u图(b)则是在一定噪声和码间干扰下得到的。72第72页，共123页，编辑于2022年，星期二4.5 无码间干扰基带系统的抗噪声性能本小节将研究在无码间串扰条件下，由信道噪声引起的误码率。n分析模型图中 n(t)加性高斯白噪声，均值为0，双边功率谱密度为n0/2。因为接收滤波器是一个线性网络，故判决电路输入噪声nR(t)也是均值为0的平稳高斯噪声，且它的功率谱密度Pn(f)为方差为抽样判决73第73页，共123页，编辑于2022年，星期二故nR(t)是均

37、值为0、方差为2的高斯噪声，因此它的瞬时值的统计特性可用下述一维概率密度函数描述式中，V 噪声的瞬时取值nR(kTs)。74第74页，共123页，编辑于2022年，星期二n4.5.1二电平传输系统的误码率设：二进制双极性信号在抽样时刻的电平取值为+A或-A（分别对应信码“1”或“0”）,则在一个码元持续时间内，抽样判决器输入端的(信号+噪声)波形x(t)在抽样时刻的取值为根据式当发送“1”时，A+nR(kTs)的一维概率密度函数为当发送“0”时，-A+nR(kTs)的一维概率密度函数为75第75页，共123页，编辑于2022年，星期二上两式的曲线如下：在-A到+A之间选择一个适当的电平Vd作为

38、判决门限，根据判决规则将会出现以下几种情况：可见，有两种差错形式：发送的“1”码被判为“0”码；发送的“0”码被判为“1”码。下面分别计算这两种差错概率。76第76页，共123页，编辑于2022年，星期二u发“1”错判为“0”的概率P(0/1)为 u发“0”错判为“1”的概率P(1/0)为它们分别如下图中的阴影部分所示。=77第77页，共123页，编辑于2022年，星期二它们分别如下图中的阴影部分所示：78第78页，共123页，编辑于2022年，星期二u假设信源发送“1”码的概率为P(1)，发送“0”码的概率为P(0)，则二进制基带传输系统的总误码率为将上面求出的P(0/1)和P(1/0)代入

39、上式，可以看出，误码率与发送概率P(1)、P(0)，信号的峰值A，噪声功率n2，以及判决门限电平Vd有关。因此，在P(1)、P(0)给定时，误码率最终由A、n2和判决门限Vd决定。在A和n2一定条件下，可以找到一个使误码率最小的判决门限电平，称为最佳门限电平。若令 则可求得最佳门限电平 79第79页，共123页，编辑于2022年，星期二若P(1)=P(0)=1/2，则有这时，基带传输系统总误码率为由上式可见，在发送概率相等，且在最佳门限电平下，双极性基带系统的总误码率仅依赖于信号峰值A与噪声均方根值n的比值,而与采用什么样的信号形式无关。且比值A/n越大，Pe就越小。80第80页，共123页，

40、编辑于2022年，星期二n二进制单极性基带系统 对于单极性信号,若设它在抽样时刻的电平取值为+A或0（分别对应信码“1”或“0”），则只需将下图中f0(x)曲线的分布中心由-A移到0即可。81第81页，共123页，编辑于2022年，星期二这时上述公式将分别变成：当P(1)=P(0)=1/2时，Vd*=A/2 比较双极性和单极性基带系统误码率可见，当比值A/n一定时，双极性基带系统的误码率比单极性的低，抗噪声性能好。此外，在等概条件下，双极性的最佳判决门限电平为0，与信号幅度无关，因而不随信道特性变化而变，故能保持最佳状态。而单极性的最佳判决门限电平为A/2，它易受信道特性变化的影响，从而导致误

41、码率增大。因此，双极性基带系统比单极性基带系统应用更为广泛。82第82页，共123页，编辑于2022年，星期二返回83第83页，共123页，编辑于2022年，星期二4.6 改善数据传输系统性能的几个措施l部分响应和时域均衡部分响应和时域均衡n4.6.1部分响应系统 u人为地在码元的抽样时刻引入码间串扰，并在接收端判决前加以消除，从而可以达到改善频谱特性、使频带利用率提高到理论最大值、并加速传输波形尾巴的衰减和降低对定时精度要求的目的。通常把这种波形叫部分响应波形。u利用部分响应波形传输的基带系统称为部分响应系统。84第84页，共123页，编辑于2022年，星期二n第类部分响应波形u观察下图所示

42、的sin x/x波形，我们发现相距一个码元间隔的两个sin x/x波形的“拖尾”刚好正负相反，利用这样的波形组合肯定可以构成“拖尾”衰减很快的脉冲波形。u根据这一思路，我们可用两个间隔为一个码元长度Ts的sin x/x的合成波形来代替sin x/x，如下图所示。85第85页，共123页，编辑于2022年，星期二u合成波形的表达式为经简化后得p由上式可见，g(t)的“拖尾”幅度随t2下降，这说明它比 sin x/x波形收敛快，衰减大。这是因为，相距一个码元间隔的两个sin x/x波形的“拖尾”正负相反而相互抵消，使得合成波形的“拖尾”衰减速度加快了。p此外，由图还可以看出，g(t)除了在相邻的取

43、样时刻t=Ts/2处，g(t)=1外，其余的取样时刻上，g(t)具有等间隔Ts的零点。86第86页，共123页，编辑于2022年，星期二ug(t)的频谱函数对进行傅立叶变换，得到u带宽为B=1/2Ts(Hz)，与理想矩形滤波器的相同。u频带利用率为达到了基带系统在传输二进制序列时的理论极限值。87第87页，共123页，编辑于2022年，星期二u如果用上述部分响应波形作为传送信号的波形，且发送码元间隔为Ts，则在抽样时刻上仅发生前一码元对本码元抽样值的干扰，而与其他码元不发生串扰，见下图表面上看，由于前后码元的串扰很大，似乎无法按1Ts的速率进行传送。但由于这种“串扰”是确定的，在接收端可以消除

44、掉，故仍可按1Ts传输速率传送码元。88第88页，共123页，编辑于2022年，星期二u例如，设输入的二进制码元序列为ak，并设ak的取值为+1及-1（对应于“1”及“0”）。这样，当发送码元ak时，接收波形g(t)在相应时刻上（第k个时刻上）的抽样值Ck由下式确定：Ck=ak+ak-1 或 ak=Ck-ak-1 式中 ak-1 是ak的前一码元在第k个时刻上的抽样值（即串扰值）。由于串扰值和信码抽样值相等，因此g(t)的抽样值将有 -2、0、+2三种取值，即成为伪三进制序列。如果前一码元ak-1已经接收判定，则接收端可根据收到的Ck，由上式得到ak的取值。89第89页，共123页，编辑于20

45、22年，星期二u存在的问题p 从上面例子可以看到，实际中确实还能够找到频带利用率高（达到2 B/Hz）和尾巴衰减大、收敛也快的传送波形。p差错传播问题：因为ak的恢复不仅仅由Ck来确定，而是必须参考前一码元ak-1的判决结果，如果Ck序列中某个抽样值因干扰而发生差错，则不但会造成当前恢复的ak值错误，而且还会影响到以后所有的ak+1、ak+2的正确判决，出现一连串的错误。这一现象叫差错传播。90第90页，共123页，编辑于2022年，星期二p例如：输入信码 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 发送端ak +1 1 +1+1 1 1 1 +1 1+1 +1 接收端Ck 0 0 +2 0

46、2 2 0 0 0 +2接收端Ck 0 0 +2 0 2 0 0 0 0+2恢复的ak +1 1 +1+1 1 1+1 1 +1 1+3由上例可见，自Ck出现错误之后，接收端恢复出来的ak全部是错误的。此外，在接收端恢复ak时还必须有正确的起始值（+1），否则，即使没有传输差错也不可能得到正确的ak序列。91第91页，共123页，编辑于2022年，星期二u产生差错传播的原因：因为在g(t)的形成过程中，首先要形成相邻码元的串扰，然后再经过响应网络形成所需要的波形。所以，在有控制地引入码间串扰的过程中，使原本互相独立的码元变成了相关码元。也正是码元之间的这种相关性导致了接收判决的差错传播。这种串

47、扰所对应的运算称为相关运算，所以将下式Ck=ak+ak-1称为相关编码。可见，相关编码是为了得到预期的部分响应信号频谱所必需的，但却带来了差错传播问题。解决差错传播问题的途径如下。92第92页，共123页，编辑于2022年，星期二u预编码：为了避免因相关编码而引起的差错传播问题，可以在发送端相关编码之前进行预编码。p预编码规则：bk=ak bk-1 即 ak=bk bk-1 u相关编码：把预编码后的bk作为发送滤波器的输入码元序列，得到 Ck=bk+bk-1 相关编码u模2判决：若对上式进行模2处理，则有Ckmod2=bk+bk-1mod2=bk bk-1=ak即 ak=Ckmod2 此时，得

48、到了ak，但不需要预先知道ak-1。93第93页，共123页，编辑于2022年，星期二上述表明，对接收到的Ck作模2处理便得到发送端的ak，此时不需要预先知道ak-1，因而不存在错误传播现象。这是因为，预编码后的信号各抽样值之间解除了相关性。因此，整个上述处理过程可概括为“预编码相关编码模2判决”过程。94第94页，共123页，编辑于2022年，星期二u例：ak和bk为二进制双极性码，其取值为+1及-1（对应于“1”及“0”）ak 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 bk-1 0 1 1 0 1 1 1 1 0 0 1 bk 1 1 0 1 1 1 1 0 0 1 0 Ck 1 +2

49、1 1 +2 +2 +2 1 0 1 1 Ck 1+2 1 1+2 +2 +2 1 1 0 0 ak 1 0 1 1 0 0 0 1 1 1 1判决规则：此例说明，由当前值Ck可直接得到当前的ak，错误不会传播下去，而是局限在受干扰码元本身位置。95第95页，共123页，编辑于2022年，星期二u第类部分响应系统方框图p图(a)原理方框图p图(b)实际系统方框图 96第96页，共123页，编辑于2022年，星期二n部分响应的一般形式u部分响应波形的一般形式可以是N个相继间隔Ts的波形sin x/x之和，其表达式为式中R1、R2、RN为加权系数，其取值为正、负整数和零，例如，当取R1=1，R2=

50、1，其余系数等于0时，就是前面所述的第类部分响应波形。由上式可得g(t)的频谱函数为 97第97页，共123页，编辑于2022年，星期二由上式可见,G()仅在(-/Ts,/Ts)范围内存在。u显然，Rm(m=1,2,N)不同，将有不同类别的的部分响应信号，相应地有不同的相关编码方式。u相关编码是为了得到预期的部分响应信号频谱所必需的。u若设输入数据序列为ak,相应的相关编码电平为Ck，则有由此看出，Ck的电平数将依赖于ak的进制数L及Rm的取值。无疑，一般Ck的电平数将要超过ak的进制数。98第98页，共123页，编辑于2022年，星期二u为了避免因相关编码而引起的“差错传播”现象，一般要经过