第3章移动通信的电波传播PPT讲稿.ppt

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1、第3章移动通信的电波传播第1页，共65页，编辑于2022年，星期一第3章 移动通信的电波传播 3.1 VHF、UHF频段的电波传播特性频段的电波传播特性 3.2 电波传播特性的估算（工程计算）电波传播特性的估算（工程计算）第2页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1 VHF、UHF频段的电波传播特性频段的电波传播特性 当前陆地移动通信主要使用的频段为VHF和UHF,即150 MHz、450 MHz、900 MHz、1800 MHz。移动通信中的传播方式主要有直射波、反射波和地表面波等传播方JP2式。由于地表面波的传播损耗随着频率的增高而增大，传播距离有限，因此在分析移动通信信道时，主要考虑

2、直射波和反射波的影响。图3-1表示出了典型的移动信道电波传播路径。第3页，共65页，编辑于2022年，星期一图图3-1 典型的移动信道电波传播路径典型的移动信道电波传播路径 第4页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1.1 直射波直射波 在自由空间中,电波沿直线传播而不被吸收,也不发生反射、折射和散射等现象而直接到达接收点的传播方式称为直射波传播。直射波传播损耗可看成自由空间的电波传播损耗Lbs,Lbs的表示式为 式中,d为距离(km),f为工作频率(MHz)。第5页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1.2 视距传播的极限距离视距传播的极限距离 图3-2 视距传播的极限距离 第6页，

3、共65页，编辑于2022年，星期一 已知地球半径为R=6370 km,设发射天线和接收天线高度分别为hT和hR(单位为m),理论上可得视距传播的极限距离d0为 由此可见,视距决定于收、发天线的高度。天线架设越高,视线距离越远。实际上，当考虑了空气的不均匀性对电波传播轨迹的影响后,在标准大气折射情况下，等效地球半径R=8500 km,可得修正后的视距传播的极限距离d0为 第7页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1.3绕射损耗绕射损耗在移动通信中，通信的地形环境十分复杂，很难对各种地形引起的电波损耗做出准确的定量计算，只能作出一些定性分析，采用工程估算的方法。在实际情况下，除了考虑在自由空间

4、中的视距传输损耗外，还应考虑各种障碍物对电波传输所引起的损耗。通常将这种损耗称为绕射损耗。设障碍物与发射点、接收点的相对位置如图3-3所示，图中x表示障碍物顶点P至直线AB之间的垂直距离，在传播理论中x称为菲涅尔余隙。第8页，共65页，编辑于2022年，星期一图3-3 菲涅尔余隙（a）负余隙;（b）正余隙 第9页，共65页，编辑于2022年，星期一 根据菲涅尔绕射理论，可得到障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙之间的关系如图3-4 所示。图中,横坐标为x/x1，x1称菲涅尔半径（第一菲涅尔半径），且有 由图3-4可见，当横坐标x/x10.5时，则障碍物对直射波的传播基本上没有影响。当x=0时，TR

5、直射线从障碍物顶点擦过时，绕射损耗约为6 dB；当x0时，TR直射线低于障碍物顶点，损耗急剧增加。（3-4）第10页，共65页，编辑于2022年，星期一图3-4 绕射损耗与菲涅尔余隙之间的关系 第11页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1.4 反射波反射波 图3-5 反射波和直射波 第12页，共65页，编辑于2022年，星期一反射波与直射波的行距差为 由于直射波和反射波的起始相位是一致的，因此两路信号到达接收天线的时间差换算成相位差0为 再加上地面反射时大都要发生一次反相，实际的两路电波相位差为(3-5)(3-6)(3-7)第13页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1.5 多径效应

6、与瑞利型多径效应与瑞利型(衰落特性衰落特性)设发射机发A cosct后,接收机接收端收到的合成信号为 式中:Ri(t)为第i条路径的接收信号；i(t)为第i条路径的传输时间；i(t)为第i条路径的相位滞后，i(t)=-ci(t)。经大量观察表明，Ri(t)和i(t)随时间的变化与发射信号的载频周期相比，通常要缓慢得多，所以，Ri(t)和i(t)可以认为是缓慢变化的随机过程，故式（3-8)可以写成（3-9）(3-8)第14页，共65页，编辑于2022年，星期一设:则式（3-9）可写成 式中:U(t)为合成波R(t)的包络；(t)为合成波R(t)的相位。(3-10)第15页，共65页，编辑于202

7、2年，星期一 由于Ri(t)和i(t)随时间的变化与发射信号的载频周期相比，是缓慢变化的，因此xc（t）、xs（t）及包络U(t)、相位(t)也是缓慢变化的。通常，U(t)满足瑞利分布，相位(t)满足均匀分布，R(t)可视为一个窄带过程。假设噪声为高斯白噪声，为噪声方差，r为接收信号的损失幅度，则包络概率密度函数p(r)和相位概率密度函数p()分别为：第16页，共65页，编辑于2022年，星期一0r+02 均值为 方差(3-11)(3-12)第17页，共65页，编辑于2022年，星期一3.1.6 莱斯（莱斯（Riceam）衰落分布）衰落分布 在移动通信中，如果存在一个起支配作用的直达波（未受衰

8、落影响），这时，接收端接收信号的包络为莱斯（Riceam）分布。包络的概率密度函数p(r)为 A0,r0 r0,Kac0。从图3-16中还可看出，随着传播距离的增加，这种街道走向的影响将变得越来越小。例如，在距基站5km处，纵向街道走向的接收场强中值比横向街道高出12dB，而在50km处则仅高出6.5dB。第49页，共65页，编辑于2022年，星期一图图3-16 市区街道走向修正值市区街道走向修正值 第50页，共65页，编辑于2022年，星期一(2)建筑物的穿透衰耗Lp。各个频段的电波穿透建筑物的能力是不同的。一般来说，波长越短，穿透能力越强。同时，各个建筑物对电波的吸收也是不同的。不同的材料

9、、结构和楼房层数，其吸收衰耗的数据都不一样。例如，砖石的吸收较小，钢筋混凝土的大些，钢结构的最大。一般介绍的经验传播模型都是以在街心或空阔地面为假设条件，故如果移动台要在室内使用，在计算传播衰耗和场强时，需要把建筑物的穿透衰耗也计算进去，才能保持良好的可通率。即有（3-26）第51页，共65页，编辑于2022年，星期一表表3-1 建筑物的穿透衰耗建筑物的穿透衰耗(地面层地面层)频率/MHz 150250450800平均穿透衰耗/dB 22221817 一般情况下，Lp不是一个固定的数值，而是一个030 dB的范围，需根据具体情况而定,参见表3-1。此外，穿透衰耗还随不同的楼层高度而变化，衰耗中

10、值随楼层的增高而近似线性下降，大致为-2 dB/层，如图3-17所示。此外，在建筑物内从建筑物的入口沿着走廊向建筑物中央每进入1米，穿透衰耗将增加12 dB。第52页，共65页，编辑于2022年，星期一图3-17 信号衰耗与楼层高度 第53页，共65页，编辑于2022年，星期一(3)植被衰耗Lz 图3-18 森林地带的附加衰耗 第54页，共65页，编辑于2022年，星期一(4)隧道中的传播衰减Lsd。图 3-19 电波在隧道中的传播衰耗 第55页，共65页，编辑于2022年，星期一3.2.3 Okumura-Hata方法方法 为了在系统设计时,使Okumura预测方法能采用计算机进行预测，Ha

11、ta对Okumura提出的基本中值场强曲线进行了公式化处理，所得基本传输损耗的计算公式如下：(3-29)(3-30)(3-31)第56页，共65页，编辑于2022年，星期一式中：d为收发天线之间的距离，km；hb为基站天线有效高度，m；（hm）为移动台天线高度校正因子，hm为移动台天线高度（m）。（hm）由下式计算：中、小城市 大城市 大城市 这套公式的适用范围为：150 MHzf1500 MHz，30 mhb200 m，1 mhm10 m，1 kmd20 km，准平坦地形。第57页，共65页，编辑于2022年，星期一3.2.4 微蜂窝系统的覆盖区预测模式微蜂窝系统的覆盖区预测模式 图图3-2

12、0 环境参数的定义环境参数的定义(a)环境参数；环境参数；(b)街道方向街道方向 第58页，共65页，编辑于2022年，星期一 市区环境的特性用下列参数表示（这些参数的定义见图3-20(a)和(b)）：建筑物高度：hRoof；街道宽度：w；建筑物间隔：b；相对于街道平面的直射波方向：。以上参数适用于市区地形为平滑地形。第59页，共65页，编辑于2022年，星期一微蜂窝覆盖区预测计算模式分为两部分：（1）视线传播。视线传播。基本传播损耗采用下式计算：式中，d为基站至移动台之间的距离，限于d20 m。(3-33)第60页，共65页，编辑于2022年，星期一 （2）非视线传播。即在街道峡谷内有高建筑

13、物阻挡视线，基本传输损耗Lb由以下三项组成：式中，L0自由空间传播损耗：Lrts屋顶至街道的绕射及散射损耗：用于hRoofhm 用于LrtshRoof d0.5 km及hbhRoof d0.5km及 hbhRoof 用于中等城市及具有中等密度的树的郊区中心 用于大城市中心(3-41)(3-42)(3-43)第64页，共65页，编辑于2022年，星期一式中：hb、hRoof的单位用m，f的单位用MHz，d的单位用km。COST-231-Walfish-Ikegami计算模式应用于hbhRoof时，计算结果误差较大。在同一条件下，f=1800 MHz的传输损耗可用900 MHz的损耗值求得，即L1800=L900+10dB 以上微蜂窝覆盖区预测计算的适用条件为f：8002000 MHz；hBase：450m；hMobile：13 m；d：0.025 km。(3-44)第65页，共65页，编辑于2022年，星期一