第2章环路跟踪性能精选文档.ppt

《第2章环路跟踪性能精选文档.ppt》由会员分享，可在线阅读，更多相关《第2章环路跟踪性能精选文档.ppt（109页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、第第2章环路跟踪性能章环路跟踪性能本讲稿第一页，共一百零九页第第1节节 线性相位模型与传递函数线性相位模型与传递函数一、线性相位模型与传递函数的一般形式锁相环路相位模型的一般形式如图1-13,相应的动态方程如(1-28)式。因为环路应用了正弦特性的鉴相器,所以模型与方程都是非线性的。本讲稿第二页，共一百零九页图2-1正弦鉴相特性近似为线性鉴相特性本讲稿第三页，共一百零九页不会引起明显的误差,e(t)在30之内的误差不大于5%。因为用Kde(t)取代动态方程(1-28)式中的Udsine(t)就得?到了线性化动态方程pe(t)=p1(t)-K0KdF(p)d(t)(2-1)本讲稿第四页，共一百零

2、九页再令环路增益K=K0Kd(2-2)则方程为pe(t)=p1(t)-KF(p)e(t)(2-3)相应的线性相位模型如图2-2(a)。上述方程与模型都是时域表达形式。不难导出其复频域的表达形式,动态方程为se(s)=s1(s)-KF(s)e(s)(2-4)本讲稿第五页，共一百零九页当研究在锁相环路反馈支路开路状态下,由输入相位1(t)驱动所引起输出相位2(t)的响应,则应讨论开环传递函数Ho(s),其定义为开环(2-5)本讲稿第六页，共一百零九页图2-2锁相环路的线性相位模型本讲稿第七页，共一百零九页由图2-2(b)可求得锁相环路的开环传递函数当研究锁相环路闭环状态下,由输入相位1(t)驱动所

3、引起的输出相位2(t)的响应,则应讨论闭环传递函数,其定义为(2-6)(2-7)由图2-2(b)可知,锁相环路的闭环传递函数(2-8)本讲稿第八页，共一百零九页当研究锁相环路闭环状态下,由输入相位1(t)驱动所引起的误差相位e(t)的响应,则应研究误差传递函数,其定义为由图2-2(b)可求得锁相环路的误差传递函数(2-9)(2-10)本讲稿第九页，共一百零九页开环传递函数Ho(s)、闭环传递函数H(s)和误差传递函数He(s)是研究锁相环路同步状态性能最常用的三个传递函数,三者之间的关系为(2-11)(2-12)(2-13)本讲稿第十页，共一百零九页二、二阶锁相环路的线性动态方程与传递函数本章

4、研究二阶锁相环路所用的环路滤波器均为一阶滤波器。将具体滤波器的传递函数F(s)代入动态方程(2-4)式,就可以得到该锁相环路的动态方程。同样,将F(s)代入(2-6)、(2-8)和(2-10)式即可得到相应的传递函数。现分别就采用三种常用滤波器的情况进行讨论。当采用RC积分滤波器作为环路滤波器时,据(1-18)式,它的传递函数为本讲稿第十一页，共一百零九页(2-14)(2-15)(2-16)(2-17)(2-18)本讲稿第十二页，共一百零九页表2-1本讲稿第十三页，共一百零九页第第2节节 二阶线性系统的一般性能二阶线性系统的一般性能一、二阶系统及其描述二阶系统在电子技术中是最常见的,例如图2-

5、3所示的R-L-C电路。应用克希霍夫定律,可以建立方程图2-3R-L-C电路本讲稿第十四页，共一百零九页(2-19)(2-20)(2-21)(2-22)(2-23)(2-24)本讲稿第十五页，共一百零九页以后将会看到,用系统参数、n表示传递函数,在系统设计中会带来不少方便。表2-1所列各种锁相环路的传递函数是用电路参数1、2和K表示的。它们同样也可以用系统参数和n表达。当然,要注意的是,各种环路的系统参数、n与电路参数1、2、K之间的关系是不同的。它们之间的关系如表2-2所示。本讲稿第十六页，共一百零九页表2-2本讲稿第十七页，共一百零九页表2-3本讲稿第十八页，共一百零九页二、时间响应及其指

6、标(2-28)式已给出了1的R-L-C电路,在单位阶跃电压输入下的输出响应,它是一个衰减振荡。当为不同值时,输出响应尚有不同的形式。将为不同值时方程(2-27)的解列出如下：本讲稿第十九页，共一百零九页(2-32)本讲稿第二十页，共一百零九页据此可作出二阶系统的输出响应曲线,如图2-4。由图可见,当01时的响应为衰减振荡,系统称为欠阻尼系统。这种系统响应的暂态过程,在稳定值的上下振荡,振荡的频率d比n小。本讲稿第二十一页，共一百零九页图2-4二阶系统的输出响应本讲稿第二十二页，共一百零九页图2-5暂态响应的性能指标本讲稿第二十三页，共一百零九页图2-3R-L-C电路的暂态过程指标,可从其输出响

7、应uo(t)的表达式(2-28)直接求得。令(2-34)(2-35)(2-36)本讲稿第二十四页，共一百零九页暂态时间的长短取决于这个时间常数。当009时,在2%的允许范围之内,暂态时间近似为若在5允许误差之内(2-37)(2-38)本讲稿第二十五页，共一百零九页图2-6Mp与的关系曲线本讲稿第二十六页，共一百零九页三、频率响应我们知道,用s=j代入系统的传递函数即可求得系统的频率响应特性。仍以图2-3系统为例,它的传递函数为(2-31)式,用s=j代入得到现令(2-39)本讲稿第二十七页，共一百零九页(2-40)(2-41)(2-42)本讲稿第二十八页，共一百零九页图2-7二阶系统的频率响应

8、特性本讲稿第二十九页，共一百零九页图2-7二阶系统的频率响应特性本讲稿第三十页，共一百零九页第第3节节 环路对输入暂态信号的响应环路对输入暂态信号的响应一、误差的时间响应分别讨论三种信号输入的情况。1.输入相位阶跃输入相位阶跃时1(t)=1(t)(2-43)其拉氏变换(2-44)本讲稿第三十一页，共一百零九页(1)理想二阶锁相环路。据表2-3的误差传递函数,可求出其误差响应的拉?(2-45)(2-46)(2-47)本讲稿第三十二页，共一百零九页由曲线看出,在t=0时,环路有最大的相位误差值,这是由于t=0?显然,这个最大的值不应超过鉴相特性的线性范图。将图2-8曲线与图2-4的一般二阶系统相当

9、于F(s)=1/(1+s1)的同类型曲线相比较,可以发现图2-8曲线的响应速度要比图2-4快得多。本讲稿第三十三页，共一百零九页图2-8理想二阶锁相环路对相位阶跃输入的误差响应曲线本讲稿第三十四页，共一百零九页(2)采用无源比例积分滤波器的二阶锁相环路。据表2-3的误差传递函数,可求出其误差响应的拉氏变换(2-48)本讲稿第三十五页，共一百零九页本讲稿第三十六页，共一百零九页2.输入频率阶跃输入频率阶跃时其拉氏变换(2-50)(2-51)本讲稿第三十七页，共一百零九页(1)理想二阶锁相环路。用表2-3给出的误差传递函数和(2-51)式可以得到环路相位误差响应的拉氏变换(2-52)(2-53)本

10、讲稿第三十八页，共一百零九页【计算举例】假如环路的输入信号频率阶跃为100Hz,阻尼系数=2,测得最大相位误差为0.44rad。问40ms之后的相位误差为多大？由图2-9(a)可见,当=2时,最大相差(n)e(t)=0.22rad,故n=0.220.44=0.52100=314rad/s。在40ms之后,nt=3144010-3=12.56rad,由图2-9(b)查得(n)e(t)=0.01rad。因此,40ms后的e(t)=0.012100/314=210-2rad。本讲稿第三十九页，共一百零九页(2)采用RC积分滤波器的二阶锁相环路。由表2-3给出的误差传递函数和(2-51)式可以得到环路

11、相位误差响应的拉氏变换(2-54)本讲稿第四十页，共一百零九页图2-9理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线本讲稿第四十一页，共一百零九页图2-9理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线本讲稿第四十二页，共一百零九页(3)采用无源比例积分滤波器的二阶锁相环路。用表2-3的误差传递函数和(2-51)式可以得到环路相位误差的拉氏变换(2-56)本讲稿第四十三页，共一百零九页图2-10采用RC积分滤波器二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线本讲稿第四十四页，共一百零九页3.输入频率斜升输入频率斜升时其拉氏变换(1)理想二阶锁相环路。环路误差响应的拉氏变换本讲稿第四十五页，共一百零九页(2-60

12、)(2-61)本讲稿第四十六页，共一百零九页图2-11理想二阶环对输入频率斜升的相位误差响应曲线本讲稿第四十七页，共一百零九页(2)采用RC积分滤波器的二阶锁相环路。环路相位误差响应的拉氏变换(2-62)本讲稿第四十八页，共一百零九页(2-63)本讲稿第四十九页，共一百零九页在(n2)R的条件下,(2-63)式就近似为(2-61)式,即其响应与理想二阶环的响应相近似,如图2-11所示,故不再作图。从表2-2知,对于采用RC积分滤波器的二阶环来说,n2=K,故近似条件实际上就是KR,即高增益。(3)采用无源比例积分滤波器的二阶锁相环路。环路相位误差的拉氏变换。本讲稿第五十页，共一百零九页(2-6

13、4)本讲稿第五十一页，共一百零九页(2-65)本讲稿第五十二页，共一百零九页【计算举例】采用无源比例积分滤波器的二阶环,已知参数如下：K=2105rad/s,n=102rad/s,=1/2,fo=10MHz。当t0时,环路锁定在频率为10MHz的调频振荡器的输出信号上。从t=0的瞬时起,调频振荡器的频率以斜率R=2103rad/s2随时间线性变化。因为nK比1小得多,所以(2-65)式近似为(2-61)式再加上一线性增长项(R/K)t。当t10/n=0.1s时,可以忽略线性增长项,因为它不会大于10-3rad。因此,可以用图2-11查出=1/2曲线的相位误差。本讲稿第五十三页，共一百零九页二、

14、稳态相位误差前面讨论了三种锁相环路分别在三种不同的输入暂态信号下相位误差的时间响应。这个时间响应既包括了暂态响应,也包括了时间趋于无限大时的稳态响应,即本讲稿第五十四页，共一百零九页表2-4本讲稿第五十五页，共一百零九页当输入频率阶跃时(2-66)本讲稿第五十六页，共一百零九页必要在表明环路阶数的同时把它的型数也加以表明。例如：没有环路滤波器的锁相环路是一阶1型环；采用RC积分滤波器的锁相环路是二阶1型环；采用无源比例积分滤波器的锁相环路是二阶1型环；采用高增益有源比例积分滤波器的锁相环路是二阶2型环；采用两节高增益有源比例积分滤波器的锁相环路是三阶3型环。本讲稿第五十七页，共一百零九页第第

15、4节节 环路对输入正弦相位信号的响应环路对输入正弦相位信号的响应一、锁相环路的频率响应二阶锁相环路在同步状态下经线性化近似之后,作为一个二阶线性系统,不难求得它的频率响应。本章第二节以R-L-C电路为例,讨论了二阶线性系统的频率响应,如(2-39)式。显然,R-L-C电路的频率响应是指它对输入电压ui(t)的频谱而言的。然而,研究锁相环路的频率响应却不是研究它对输入电压频谱的响应,而是研究它对输入相位频谱的响应。本讲稿第五十八页，共一百零九页输入正弦相位信号是指输入相位信号1(t)为受正弦调制的,可以是调频信号也可以是调相信号。以输入正弦调相信号为例,输入信号的瞬时电压可表示为ui(t)=Ui

16、cosot+misint式中Ui是信号的电压幅度；o是信号的载波频率；是调相的频率；mi是调相指数。就此电压信号ui(t)本身来说,其频谱分量是很复杂的,可以表示为本讲稿第五十九页，共一百零九页ui(t)=Uicos(ot+misint)=UiJ0(mi)cosot+UiJ1(mi)cos(o+)t-cos(o-)t+UiJ2(mi)cos(o+2)t+cos(o-2)t+UiJ3(mi)cos(o+3)t+cos(o-3)t+本讲稿第六十页，共一百零九页其区别就在于,对R-L-C电路来说,频率响应H(j)表明了在频率为的正弦电压ui(t)的作用之下,输出电压uo(t)的幅度、相位与输入电压u

17、i(t)之间的关系,即Uo(j)=H(j)Ui(j)(2-67)对于锁相环路来说,频率响应H(j)表明了在频率为的正弦输入相位1(t)的作用之下,环路输出相位2(t)的幅度、相位与输入相位1(t)之间的关系,即2(j)=H(j)1(j)(2-68)本讲稿第六十一页，共一百零九页设锁相环路的输入电压为ui(t)=Uisinot+misin(t+i)其输入相位即为1(t)=misin(t+i)(2-69)这是一个频率为的正弦输入相位,此输入相位的幅度是mi,初相是i。由于锁相环路已近似为线性系统,在此正弦输入相位作用之下,输出相位一定是同频的正弦相位,因此,它可表示为2(t)=mosin(t+o)

18、(2-70)本讲稿第六十二页，共一百零九页式中mo是输出相位的幅度,它与输入相位幅度mi之间的关系取决于闭环频率响应H(j)的模,即mo=mi|H(j)|(2-71)(2-70)式中的o是输出相位的初相,它等于输入相位的初相再加上闭环频率响应H(j)的相位,即o=i+ArgH(j)(2-72)在单一频率的正弦输入相位作用之下,环路的误差相位e(t)也必然是同频的正弦相位。它可表示为e(t)=msin(t+)(2-73)本讲稿第六十三页，共一百零九页图2-122(t)与1(t)的关系本讲稿第六十四页，共一百零九页二、二阶锁相环的频率响应下面讨论三种常用的二阶环的频率响应。1.理想的二阶环用s=j

19、代入理想的二阶环路的闭环传递函数,得到它的闭环频率响应(2-76)(2-77)(2-78)(2-79)本讲稿第六十五页，共一百零九页图2-13理想二阶环的闭环对数振幅频率响应本讲稿第六十六页，共一百零九页图2-14理想二阶环的闭环相位频率响应本讲稿第六十七页，共一百零九页由图可见,理想二阶环对输入相位来说,也相当于一个低通滤波器。在x的范围以内,对数振幅响应急剧下降。下降的斜率随的不同而不同,越小下降得越快。此低通滤波器的截止频率可据(2-78)式求得。令本讲稿第六十八页，共一百零九页(2-80)(2-81)本讲稿第六十九页，共一百零九页表2-5本讲稿第七十页，共一百零九页用类似的方法可求得误

20、差频率响应(2-82)(2-83)(2-84)本讲稿第七十一页，共一百零九页2.采用RC积分滤波器的二阶环用上面相同的方法,得到闭环频率响应(2-85)(2-86)(2-87)本讲稿第七十二页，共一百零九页(2-88)(2-89)(2-90)本讲稿第七十三页，共一百零九页图2-15理想二阶环的误差对数振幅频率响应本讲稿第七十四页，共一百零九页图2-16理想二阶环的误差相位频率响应本讲稿第七十五页，共一百零九页(2-90)(2-91)(2-92)本讲稿第七十六页，共一百零九页误差频率影响（2-94）（2-95）（2-96）本讲稿第七十七页，共一百零九页图2-17采用RC积分滤波器二阶环的误差对数

21、振幅频率响应本讲稿第七十八页，共一百零九页图2-18采用RC积分滤波器二阶环的误差相位频率响应本讲稿第七十九页，共一百零九页三、调制跟踪与载波跟踪由于锁相环路的闭环频率响应呈低通特性,那么输入正弦调相信号加到环路上之后,环路输出相位2(t)能否跟踪输入相位1(t)=misin(t+i)就取决于调制频率与环路无阻尼振荡频率n之间的关系。1.调制跟踪当小于n,即处于闭环低通特性的通带之内时,2(t)将跟踪1(t)的瞬时变化,压控振荡器的输出电压uo(t)也就成为一个正弦调相信号uo(t)=Uocosot+mosin(t+o)本讲稿第八十页，共一百零九页工作在调制跟踪状态的锁相环路称为调制跟踪环,它

22、可用作调频信号的解调器。设有一角频率为、初相为i的正弦调制信号u(t)=Ucos(t+i)(2-97)用它来调制一个角频率等于o的载波,那么可以得到瞬时角频率为i(t)=o+KtUcos(t+i)=o+cos(t+i)(2-98)本讲稿第八十一页，共一百零九页的已调波。式中Ktrad/sV为调制器的灵敏度；=KtU为峰值频偏。已调波的瞬时相位（2-99）本讲稿第八十二页，共一百零九页锁相鉴频器的方框图如图2-19所示。这只是调制跟踪环应用的一例,实际上,它的应用是非常广泛的,第六章中将会进一步介绍。图2-19调制跟踪环用作鉴频器本讲稿第八十三页，共一百零九页2.载波跟踪当大于n,即调制频率处于

23、闭环低通特性的通带之外时,2(t)已不能跟踪1(t)的变化。此时,压控振荡器就没有相位调制,是一个未调载波uo(t)=Uocosot(2-105)当输入信号ui(t)的载频产生缓慢漂移时,由于环路要维持锁定,压控振荡器输出的未调载波的频率也会跟随着漂移。本讲稿第八十四页，共一百零九页图2-20载波跟踪环用作同步检波本讲稿第八十五页，共一百零九页【计算举例】设计一用作鉴频器的二阶调制跟踪环。信号载频fo=90100MHz,最大调制角频率m=23103rad/s,K=2104rad/s,=1/。试计算环路滤波器参数。选用采用有源比例积分滤波器的二阶环,其闭环频率响应低通特性的截止频率c可据(2-8

24、1)式计算。按调制跟踪环设计。本讲稿第八十六页，共一百零九页第第5节节 环路稳定性环路稳定性一、稳定性问题与判别方法锁相环路是一个反馈控制系统,它一定存在是否稳定的问题。如本章第二节中所述的二阶线性系统那样,一旦阻尼系数小于零,系统就变成了振荡系统,当然就不稳定了。本讲稿第八十七页，共一百零九页假如环路是闭环稳定的,那么在开环相移达到之前,开环增益已小于1(0dB),如图2-21(a)。开环增益达到0dB时的频率称为增益临界频率,用符号T表示；开环相移达到的频率称为相位临界频率,用符号K表示。那么,对于稳定环路来说,必有TK,如图2-21(b)所示。K=T则是一种临界情况。本讲稿第八十八页，共

25、一百零九页本讲稿第八十九页，共一百零九页本讲稿第九十页，共一百零九页二、常用二阶锁相环路的稳定性1.理想二阶环此种环路的开环频率响应为(2-106)为了保证具有足够的稳定余量,要适当选择环路参数。若选择(2-107)参看表2-2,此环路有下列关系：(2-108)据上两式可得(2-109)本讲稿第九十一页，共一百零九页假定这也是一个单极点的低通滤波器,时间常数为。考虑了这两个不可避免的寄生相移因素之后,(2-106)式的开环频率响应修正为(2-110)本讲稿第九十二页，共一百零九页本讲稿第九十三页，共一百零九页【计算举例】理想二阶环,鉴相器灵敏度Kd=10V/rad,寄生时间常数=15.9s(即

26、-3dB截止频率Fc=1/2=10kHz),压控振荡器灵敏度Ko=10kHz/V,其寄生时间常数=31.8s(即-3dB截 止 频 率 Fc=1/2=5kHz),环 路 滤 波 器 时 间 常 数1=62.8s,2=0.02s。本讲稿第九十四页，共一百零九页2.采用RC积分滤波器的二阶环此种环路的开环传递函数为显然开环相移不能达到,环路肯定是稳定的。但为了保证具有足够的相位余量,1不能选得过大。据(2-111)式作出开环伯德图,如图2-23。按表2-2知,此环具有下列关系：(2-111)(2-112)本讲稿第九十五页，共一百零九页【计算举例】若环路增益K=105rad/s,RC滤波器的时间常数

27、1=10s,求环路的相位余量。据(2-111)式得本讲稿第九十六页，共一百零九页图2-23采用RC积分滤波器的二阶环的本讲稿第九十七页，共一百零九页3.采用无源比例积分滤波器的二阶环此种环路的开环频率响应为与(2-111)式相比多了一个相位超前校正因子(1+j2)。所以这个环路更趋于稳定。据(2-113)式作出的开环伯德图,如图2-24。由图可见,增益临界频率T处的相移约为-/2,环路相位余量大约等于/2。不难理解,相位超前校正因子的时间常数2越大,环路的稳定性越好。(2-113)本讲稿第九十八页，共一百零九页图2-24采用无源比例积分滤波器的二阶环的开环伯德图本讲稿第九十九页，共一百零九页除

28、理想二阶环(即二阶2型环)的开环相移有可能接近之外,其它二阶1型环的开环相移都小于?。所以,若不考虑寄生相移,二阶环总是无条件稳定的。若进一步考察三阶2型以上的环路,可以看到它们的稳定性是有条件的,设计应用中应格外注意。例如,采用两节理想比例积分滤波器的三阶3型环,其稳定条件是(2-114)本讲稿第一百页，共一百零九页第第6节节 非线性跟踪非线性跟踪 一、锁定时的稳态相差非线性跟踪的稳态相差不能再用线性化方程(2-1)式来求解,而必须从动态方程的一般形式出发,即在输入固定频率的条件下(2-115)本讲稿第一百零一页，共一百零九页（2-116）（2-117）（2-118）（2-119）（2-12

29、0）（2-121）本讲稿第一百零二页，共一百零九页二、同步带前面已证明,理想二阶环锁定时的稳态相差为零。这就是说,在锁定条件之下,缓慢加大固有频差,直至o到达无限大,环路相差一直是零。这就可导出环路的同步带等于无限大,即H=(2-122)本讲稿第一百零三页，共一百零九页采用RC积分滤波器和采用无源比例积分滤波器的环路同属于二阶1型环,锁定时的稳态相差如(2-120)和(2-121)式。从这两式可以看到,允许oK的最大值为1。当oK1,e(t)就无解。所以,这两种环路的同步带为H=K(2-123)本讲稿第一百零四页，共一百零九页表2-6本讲稿第一百零五页，共一百零九页三、最大同步扫描速率从表2-

30、4看到,理想二阶环可以跟踪频率斜升信号(即频率线性扫描信号),具有固定的相位差。在输入频率斜升的条件下本讲稿第一百零六页，共一百零九页四、最大频率阶跃量与峰值暂态相差精确求解最大频率阶跃量与峰值暂态相差需求解非线性微分方程,工程上用相平面法的图解方法(第四章中将作介绍)来求解,这里介绍主要的分析结果,可供工程应用时参考。采用正弦鉴相器的理想二阶环,其最大频率阶跃量与环路参数之间的关系为此式适用于0.51.4,是工程实用范围。根据(2-126)式所描绘的图形示于图2-25。(2-126)本讲稿第一百零七页，共一百零九页图2-25理想二阶环的最大频率阶跃量本讲稿第一百零八页，共一百零九页图2-26理想二阶环的峰值相位误差本讲稿第一百零九页，共一百零九页