通信原理教程幻灯片.ppt

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1、通信原理教程通信原理教程1第1页，共53页，编辑于2022年，星期三11.2.2 11.2.2 4 4正交差分相移键控正交差分相移键控(4 QDPSK)4 QDPSK)由两个相差由两个相差 4 4的的QPSKQPSK星座图交替产生的。星座图交替产生的。当前码元的相位相对于前一码元的相位改变当前码元的相位相对于前一码元的相位改变 4545或或 135135。优点：优点：n n由于相邻码元间总有相位改变，故有利于在接收端提取码由于相邻码元间总有相位改变，故有利于在接收端提取码元同步。元同步。n n最大相移为最大相移为 135135，比，比QDPSKQDPSK的最大相移小。的最大相移小。4 QDPS

2、K4 QDPSK信号的抗噪声性能和信号的抗噪声性能和QDPSKQDPSK信号的相同。信号的相同。4 QDPSK4 QDPSK体制已经用于北美第二代蜂窝网体制已经用于北美第二代蜂窝网(IS-136)(IS-136)。45输入二进制数字相位改变1 1450 11350 0-1351 0-452第2页，共53页，编辑于2022年，星期三11.3 最小频移键控最小频移键控(MSK)及高斯最小频移键控及高斯最小频移键控(GMSK)MSKMSK和和FSKFSK比较：比较：n n相位连续相位连续n n包络恒定包络恒定n n占用带宽最小占用带宽最小n n严格正交严格正交 11.3.1 MSK11.3.1 MS

3、K信号的基本原理信号的基本原理信号的基本原理信号的基本原理表示式表示式 式中，式中，（当输入码元为（当输入码元为“1”1”时，时，a ak k=+1=+1；当输入码元为；当输入码元为“0”0”时，时，a ak k=-=-1 1）T T 码元持续时间；码元持续时间；k k 第第k k个码元的确定的初始相位。个码元的确定的初始相位。3第3页，共53页，编辑于2022年，星期三由上式可以看出由上式可以看出:n n当当a ak k=+1=+1时，码元频率时，码元频率 f f1 1等于等于 f fs s+1/(4+1/(4T T)；当当a ak k=-1=-1时，码元频率时，码元频率 f f0 0等于等

4、于 f fs s-1/(4-1/(4T T)。故故 f f1 1 和和 f f2 2 的距离等于的距离等于1/(21/(2T T)FSKFSK信号的最小频率间隔信号的最小频率间隔 上式可以改写为上式可以改写为式中，式中，4第4页，共53页，编辑于2022年，星期三码元持续时间码元持续时间T Tn n由于它是一个正交由于它是一个正交FSKFSK信号，所以它应当满足式信号，所以它应当满足式(6-3-10)(6-3-10)：即有，即有，上式左端上式左端4 4项应分别等于零，所以将第项应分别等于零，所以将第3 3项项sin(2sin(2 k k)=0)=0的条件代入第的条件代入第1 1项，得到要求：项

5、，得到要求：sin(2sin(2 s sT)=0T)=0即要求：即要求：或或 上式表示，上式表示，MSKMSK信号每个码元持续时间信号每个码元持续时间 T T 内包含的载内包含的载波周期数必须是波周期数必须是1/41/4的整数倍。的整数倍。5第5页，共53页，编辑于2022年，星期三即上式可以改写为即上式可以改写为式中，式中，N N为正整数；为正整数；m m=0,1,2,3=0,1,2,3以及有以及有由上式可以得知：由上式可以得知：式中，式中，T T1 1=1/=1/f f1 1；T T0 0=1/=1/f f0 06第6页，共53页，编辑于2022年，星期三 上式给出一个码元持续时间上式给出

6、一个码元持续时间 T T 内包含的正弦波周期数。内包含的正弦波周期数。由此式看出，无论两个信号频率由此式看出，无论两个信号频率f f1 1和和f f0 0等于何值，这两种码元等于何值，这两种码元包含的正弦波数均相差包含的正弦波数均相差1/21/2个周期。例如，当个周期。例如，当N N=1=1，m m=3=3时，时，对于比特对于比特“1”1”和和“0”0”，一个码元持续时间内分别有，一个码元持续时间内分别有2 2个和个和1.51.5个正弦波周期，如下图所示：个正弦波周期，如下图所示：7第7页，共53页，编辑于2022年，星期三11.3.2 MSK11.3.2 MSK信号的相位连续性信号的相位连续

7、性码元相位的含义码元相位的含义 设：设：式中，式中，s s 载波角频率；载波角频率；k k 码元初始相位。码元初始相位。n n仅当一个码元中包含整数个载波周期时，初始相位相同的仅当一个码元中包含整数个载波周期时，初始相位相同的相邻码元间相位才是连续的，即波形是连续的；否则，即相邻码元间相位才是连续的，即波形是连续的；否则，即使初始相位使初始相位 k k相同，波形也不连续。如下图所示：相同，波形也不连续。如下图所示：8第8页，共53页，编辑于2022年，星期三波形连续的一般条件：前一码元末尾的总相位等于后一码元波形连续的一般条件：前一码元末尾的总相位等于后一码元开始时的总相位，即开始时的总相位，

8、即MSKMSK信号的相位连续条件信号的相位连续条件n n相位连续的相位连续的MSKMSK信号要求前一码元末尾的相位等于后一码信号要求前一码元末尾的相位等于后一码元的初始相位。元的初始相位。由由MSKMSK信号的表示式：信号的表示式：和上式可知，这是要求和上式可知，这是要求由上式可以容易地写出下列递归条件：由上式可以容易地写出下列递归条件：由上式可以看出，第由上式可以看出，第(k+1)(k+1)个码元的相位不仅和当前的输入个码元的相位不仅和当前的输入有关，而且和前一码元的相位有关。有关，而且和前一码元的相位有关。9第9页，共53页，编辑于2022年，星期三MSKMSK信号的附加相位信号的附加相位

9、设：设：k k的初始参考值等于的初始参考值等于0 0。这时，由这时，由可知，可知，而而MSKMSK信号信号可以改写为可以改写为式中，式中，第第k k个码元信号的附加相位。个码元信号的附加相位。它是它是 t t 的直线方程。并且，在一个码元持续时间的直线方程。并且，在一个码元持续时间T T 内，它变化内，它变化+/2/2 或或 -/2/2。10第10页，共53页，编辑于2022年，星期三附加相位附加相位(t t)的轨迹图的轨迹图设：输入数据序列设：输入数据序列 a ak k=+1,+1,+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,-1,-1,-1 =+1,+1,+1,-1,-1,+1,+1,

10、+1,-1,-1,-1,-1,-1 则由则由得到得到T3T5T9T7T11T0(b)附加相位的可能路径k(t)T3T5T9T7T11T0(a)附加相位轨迹k(t)T3T5T9T7T11T0(c)模2运算后的附加相位k(t)11第11页，共53页，编辑于2022年，星期三11.3.3 MSK11.3.3 MSK信号的正交表示法信号的正交表示法MSKMSK信号表示式信号表示式可以变换为如下两个正交分量：可以变换为如下两个正交分量：式中，式中，12第12页，共53页，编辑于2022年，星期三例：输入序列例：输入序列 a ak k=+1=+1，-1-1，+1+1，-1-1，-1-1，+1+1，+1+1

11、，-1-1，+1+1k0 12345678T(-T,0)(0,T)(2T,3T)(3T,4T)(4T,5T)(5T,6T)(6T,7T)(7T,8T)(8T,9T)ak+11+1-1-1+1+111k(mod 2)000pk11-1-1-1-1-1-11qk1-1-111-1-11113第13页，共53页，编辑于2022年，星期三输入序列输入序列 a ak k=+1=+1，-1-1，+1+1，-1-1，-1-1，+1+1，+1+1，-1-1，+1+1k(mod 2)akqkpka0a1a2a3a4a5a6a7a8qksin(t/2T)pkcos(t/2T)0 T 2T 3T 4T 5T 6T

12、7T 8T14第14页，共53页，编辑于2022年，星期三11.3.4 MSK11.3.4 MSK信号的产生和解调信号的产生和解调 MSKMSK信号的产生信号的产生由下式由下式可以画出可以画出MSKMSK信号产生的方框图如下：信号产生的方框图如下：差分编码串/并变换振荡f=1/4T振荡f=fs移相/2移相/2cos(t/2T)qkpkpkcos(t/2T)qksin(t/2T)sin(t/2T)cosstsinstpkcos(t/2T)cosstqksin(t/2T)sinstakbk带通滤波MSK信号15第15页，共53页，编辑于2022年，星期三MSKMSK信号的解调信号的解调n n如同如

13、同2FSK2FSK信号，可以采用相干解调或非相干解调方法。信号，可以采用相干解调或非相干解调方法。n n延时判决相干解调法延时判决相干解调法 另一种解调方法另一种解调方法pp基本原理：采用基本原理：采用QPSKQPSK信号的解调原理信号的解调原理接收信号分别用提取的相干载波接收信号分别用提取的相干载波coscos s st t 和和-sin-sin s st t 相乘：相乘：s sk k(t t)cos)cos s st t=p pk kcos(cos(t t/2/2T T)cos)cos s st t-q qk ksin(sin(t t/2/2T T)sin)sin s st tcoscos

14、 s st t =(1/2)=(1/2)p pk kcos(cos(t t/2/2T T)s sk k(t t)(-sin)(-sin s st t)=)=p pk kcos(cos(t t/2/2T T)cos)cos s st t-q qk ksin(sin(t t/2/2T T)sin)sin s st t(-sin(-sin s st t)=(1/2)=(1/2)q qk ksin(sin(t t/2/2T T)上两式和原上两式和原上两式和原上两式和原MSKMSK信号的两个正交分量的振幅相同。它们经过积信号的两个正交分量的振幅相同。它们经过积信号的两个正交分量的振幅相同。它们经过积信号

15、的两个正交分量的振幅相同。它们经过积分判决后，得到分判决后，得到分判决后，得到分判决后，得到p pk k和和和和q qk k。再作模再作模再作模再作模2 2乘。乘。乘。乘。90相移模2乘载波提取积分判决抽样保持积分判决抽样保持cosst-sinstMSK信号2iT,2(i+1)T(2i-1)T,(2i+1)Tpq(MSK信号解调器原理方框图解调输出16第16页，共53页，编辑于2022年，星期三pp当输入序列当输入序列 a ak k=+1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1,+1=+1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1,+1时，解调时，解调波形如下：波形如下：MSK信号解调波形图

16、tttOOOpqp q11 11+1+1+1+1+117第17页，共53页，编辑于2022年，星期三11.3.5 MSK11.3.5 MSK信号的功率谱信号的功率谱MSKMSK信号的归一化功率谱密度信号的归一化功率谱密度P Ps s(f f)计算结果如下：计算结果如下：式中，式中，f fs s 信号载频；信号载频；T T 码元持续时间。码元持续时间。功率谱曲线：功率谱曲线：18第18页，共53页，编辑于2022年，星期三11.3.6 MSK11.3.6 MSK信号的误码率性能信号的误码率性能当用匹配滤波器分别接收每个正交分量时，当用匹配滤波器分别接收每个正交分量时，MSKMSK信号的误比信号的

17、误比特率性能和特率性能和2PSK2PSK、QPSKQPSK及及OQPSKOQPSK等的性能一样。等的性能一样。若把它当作若把它当作FSKFSK信号用相干解调法在每个码元持续时间信号用相干解调法在每个码元持续时间T T内解内解调，则其性能将比调，则其性能将比2PSK2PSK信号的性能差信号的性能差3dB3dB。11.3.7 11.3.7 高斯最小频移键控高斯最小频移键控(GMSK)(GMSK)先将矩形码元通过一个高斯型低通滤波器，再作先将矩形码元通过一个高斯型低通滤波器，再作MSKMSK调制。调制。高斯型低通滤波器特性：高斯型低通滤波器特性：式中，式中，B B 滤波器的滤波器的3 dB3 dB带

18、宽。带宽。优点：对邻道干扰小。优点：对邻道干扰小。缺点：有码间串扰缺点：有码间串扰(ISI)(ISI)。应用：在应用：在GSMGSM制的蜂窝网中采用制的蜂窝网中采用BTBT=0.3=0.3的的GMSKGMSK调制，以得调制，以得到更大的用户容量。到更大的用户容量。BTBT值越小，码间串扰越大。值越小，码间串扰越大。19第19页，共53页，编辑于2022年，星期三11.4 正交频分复用正交频分复用(OFDM)11.4.1 11.4.1 概述概述概述概述OFDMOFDM是一类多（子）载波并行调制的体制。是一类多（子）载波并行调制的体制。特点：特点：n n 为了提高频率利用率和增大传输速率，各路子载

19、波的已调为了提高频率利用率和增大传输速率，各路子载波的已调信号频谱有部分重叠；信号频谱有部分重叠；n n 各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各路信号；路信号；n n 每路子载波的调制是多进制调制；每路子载波的调制是多进制调制；n n 每路子载波的调制制度可以不同，并且可以为适应信道的每路子载波的调制制度可以不同，并且可以为适应信道的变化而自适应地改变。变化而自适应地改变。应用：应用：非对称数字用户环路非对称数字用户环路(ADSL)(ADSL)、高清晰度电视、高清晰度电视(HDTV)(HDTV)信信号传输、数字视频广播（号传输、数字

20、视频广播（DVBDVB）、无线局域网）、无线局域网(WLAN)(WLAN)等领域，等领域，并且开始应用于无线广域网并且开始应用于无线广域网(WWAN)(WWAN)和正在研究将其应用在下和正在研究将其应用在下一代蜂窝网中。一代蜂窝网中。20第20页，共53页，编辑于2022年，星期三 11.4.2 OFDM11.4.2 OFDM的基本原理的基本原理OFDMOFDM系统的正交性系统的正交性设：在一个设：在一个OFDMOFDM系统中有系统中有N N个子信道，子信道的子载波为个子信道，子信道的子载波为式中，式中，B Bk k 第第k k路子载波振幅，决定于输入码元的值，路子载波振幅，决定于输入码元的值

21、，f fk k 第第k k路子信道的子载频，路子信道的子载频，k k 第第k k路子信道的载波初始相位，路子信道的载波初始相位，则在此系统中的则在此系统中的N N 路子信号之和可以表示为路子信号之和可以表示为上式还可以改写成复数形式如下：上式还可以改写成复数形式如下：式中，式中，第第 k k 路子信道中的复输入数据。路子信道中的复输入数据。21第21页，共53页，编辑于2022年，星期三若各相邻子载波的频率间隔若各相邻子载波的频率间隔 f f=1/=1/T T且子载频且子载频则可以证明，在码元持续时间则可以证明，在码元持续时间T T 内任意两个子载波都是正交的，内任意两个子载波都是正交的，即有

22、：即有：式中，式中，并且，正交性和并且，正交性和 k k与与 i i的取值无关。的取值无关。故将这种多子载波系统称为正交频分复用（故将这种多子载波系统称为正交频分复用（OFDMOFDM）。）。22第22页，共53页，编辑于2022年，星期三OFDMOFDM系统在频域中的特点系统在频域中的特点n n设子载波的频率为设子载波的频率为f fk k、码元持续时间为、码元持续时间为T T，则此码元的波形，则此码元的波形和频谱密度为和频谱密度为n n由于各相邻子载波的频率间隔等于由于各相邻子载波的频率间隔等于 f f=1/=1/T T，故各子载波合故各子载波合成后的频谱密度曲线为成后的频谱密度曲线为n n

23、优点：优点：pp子信道间不需要保护频带间隔，因此能够充分利用频子信道间不需要保护频带间隔，因此能够充分利用频带带pp各路子载波的调制制度可以不同，具有很大的灵活性。各路子载波的调制制度可以不同，具有很大的灵活性。Tffkfk+1/T23第23页，共53页，编辑于2022年，星期三OFDMOFDM系统的频带利用率系统的频带利用率设：设：N N OFDMOFDM系统中路子载波数目，系统中路子载波数目，T T 码元持续时间，码元持续时间，M M 每路子载波采用调制的进制数；每路子载波采用调制的进制数；则它占用的频带宽度等于则它占用的频带宽度等于频带利用率为单位带宽传输的比特率：频带利用率为单位带宽传

24、输的比特率：当当 N N 很大时，很大时，若用单个载波的若用单个载波的MM进制码元传输，为得到相同的传输速率进制码元传输，为得到相同的传输速率,需需两者相比，两者相比，OFDMOFDM的频带利用率大约可以增至两倍。的频带利用率大约可以增至两倍。24第24页，共53页，编辑于2022年，星期三11.4.3 OFDM11.4.3 OFDM的实现的实现 实现原理：由于实现原理：由于OFDMOFDM信号表示式的形式如同信号表示式的形式如同IDFTIDFT式，所以式，所以可以用计算可以用计算IDFTIDFT和和DFTDFT的方法进行的方法进行OFDMOFDM调制和解调。调制和解调。DFTDFT公式复习公

25、式复习设：设：s s(k k)时间信号时间信号s s(t t)的抽样函数，的抽样函数，其中，其中，k k=0,1,2,=0,1,2,K K 1 1，则则 s s(k k)的离散傅里叶变换的离散傅里叶变换(DFT)(DFT)定义为：定义为：并且并且S S(n n)的逆离散傅里叶变换的逆离散傅里叶变换(IDFT)(IDFT)为：为：若信号的抽样函数若信号的抽样函数s s(k k)是实函数，则其是实函数，则其K K点点DFTDFT的值的值S S(n n)一一定满足对称性条件：定满足对称性条件：式中式中S S*(*(k k)是是S S(k k)的复共轭。的复共轭。25第25页，共53页，编辑于2022

26、年，星期三OFDMOFDM信号和信号和IDFTIDFT式的关系式的关系 令令OFDMOFDM信号表示式信号表示式中的中的 k k0 0，则上式变为，则上式变为而而IDFTIDFT的表示式为的表示式为 比较上两式可见，可以将上式中的比较上两式可见，可以将上式中的K K个离散值个离散值S S(n n)当作是当作是K K路并行子信道中的输入信号码元取值路并行子信道中的输入信号码元取值而上式的左端而上式的左端s s(k k)就相当于就相当于OFDMOFDM信号信号s s(t t)。这就是说，可以用计算这就是说，可以用计算IDFTIDFT的方法来获得的方法来获得OFDMOFDM信号。信号。26第26页，

27、共53页，编辑于2022年，星期三OFDMOFDM信号的产生：先将输入分帧信号的产生：先将输入分帧n n设：设：T Ts s 输入串行二进制码元的持续时间；输入串行二进制码元的持续时间；F F 每帧中的码元数（比特数）；每帧中的码元数（比特数）；N N 每帧中的组数；每帧中的组数；b bi i 第第 i i 组中的比特数组中的比特数则有则有1帧F 比特b3b2b1bN b3b2b1bN T27第27页，共53页，编辑于2022年，星期三n n将每组中的将每组中的b bi i 个比特看作是一个个比特看作是一个MMi i 进制码元进制码元B Bi i，其中，其中b bi i loglog2 2 M

28、Mi i，并且经过串，并且经过串/并变换将串行码元并变换将串行码元B Bi i变为变为N N路并行码元路并行码元B Bi i。各路并行码元。各路并行码元B Bi i持续时间相同，均为一帧时间持续时间相同，均为一帧时间T T=F F T Ts s，但是各路码元，但是各路码元B Bi i包含的比特数不同。这样得到的包含的比特数不同。这样得到的N N路并行路并行码元码元B Bi i用来对于用来对于N N个子载波进行不同的个子载波进行不同的MQAMMQAM调制。调制。n n这时的码元这时的码元B Bi i 是是MMi i 进制的，在进制的，在MQAMMQAM调制中它可以用平面上调制中它可以用平面上的一

29、个点表示。而平面上的一的一个点表示。而平面上的一个点可以用一个矢量或复数表示。在下面我们用复数个点可以用一个矢量或复数表示。在下面我们用复数表示此点。表示此点。n nB Bi i变成一一对应的复数变成一一对应的复数 的过程称为映射。的过程称为映射。b3b2b1bN t1帧TB1B2B3 BN1帧T28第28页，共53页，编辑于2022年，星期三n n用用IDFTIDFT实现实现OFDMOFDMpp令令OFDMOFDM的最低子载波频率等于的最低子载波频率等于0 0，以满足，以满足IDFTIDFT式式右端第一项（即右端第一项（即n n=0=0时）的指数因子等于时）的指数因子等于1 1。pp令令K

30、K=2=2N N，使，使IDFTIDFT的项数等于子信道数目的项数等于子信道数目N N的两倍的两倍pp并用对称性条件并用对称性条件由由N N个个 生成生成K K2 2N N个个 即令即令这样生成了新码元序列这样生成了新码元序列 29第29页，共53页，编辑于2022年，星期三pp将生成的新码元序列将生成的新码元序列 作为作为S S(n n)，代入，代入IDFTIDFT公式公式式中，式中，s s(k k)相当于相当于OFDMOFDM信号信号s s(t t)的抽样值，故它经过的抽样值，故它经过D/AD/A变换变换后就可以得出后就可以得出 s s(t t)：子载波频率子载波频率f fk k=n/Tn

31、/T,n n=0,1,2,=0,1,2,N N-1-1 30第30页，共53页，编辑于2022年，星期三OFDMOFDM调制原理方框图调制原理方框图 分帧分组串/并变换 编码映射.IDFT.并/串变换 D/A变换上变频OFDM信号二进制输入信号31第31页，共53页，编辑于2022年，星期三11.5 网格编码调制网格编码调制(TCM)11.5.1 11.5.1网格编码调制基本概念网格编码调制基本概念TCMTCM的特点：的特点：n n纠错编码和调制相结合纠错编码和调制相结合n n能同时节省功率和带宽能同时节省功率和带宽TCMTCM举例举例n n8PSK8PSK，每个码元可以传输，每个码元可以传输

32、3 b3 b信息。信息。n n仍然令每个码元传输仍然令每个码元传输2 b2 b信息，第信息，第3 3 比特用于纠错码。比特用于纠错码。n n利用卷积码编码和维特比解码利用卷积码编码和维特比解码 n n接收端解调和解码一步完成，不像传统作法，先解调得到接收端解调和解码一步完成，不像传统作法，先解调得到基带信号后再为纠错去解码。基带信号后再为纠错去解码。n n直接对已调信号解码，码元之间的差别是载波相位之差，直接对已调信号解码，码元之间的差别是载波相位之差，这个差别是欧氏距离，不是汉明距离。这个差别是欧氏距离，不是汉明距离。n n TCMTCM维特比解码网格图中的各状态是波形的状态。维特比解码网格

33、图中的各状态是波形的状态。d0=2sin(/8)=0.765d1=2132第32页，共53页，编辑于2022年，星期三 11.5.2 TCM11.5.2 TCM信号的产生信号的产生8PSK8PSK信号星座图的划分信号星座图的划分 33第33页，共53页，编辑于2022年，星期三卷积码编码器选择子集选择子集中的点k1k2n1信号点TCMTCM编码器方框图举例编码器方框图举例n n编码器输出的前两个比特编码器输出的前两个比特c c1 1和和c c2 2用来选择星座图划分的用来选择星座图划分的路径，最后路径，最后1 1个比特个比特c c3 3用于选定星座图第用于选定星座图第3 3级（最低级）级（最低

34、级）中的信号点。中的信号点。TCMTCM编码器一般结构编码器一般结构b112b2未编码比特c2c1c3编码输出输入k1k234第34页，共53页，编辑于2022年，星期三0010图11.5.5 8PSK编码器网格图0111c1 c2 c30 0 0011010011010101000 001100 100 110111110111101b1 b2ti+1时刻ti 时刻abcd0 0 1状态TCMTCM系统的网格图系统的网格图n n8PSK8PSKn n初始状态初始状态:b b1 1 b b2 2=00=00，k k1 1=k k2 2=0 =0 k1b1b2状 态c1c200a00000a00

35、100a01110b11011d11101c00010b10001c01000a00实线表示输入信息位k1为“0”，虚线表示输入信息位k1为“1”。35第35页，共53页，编辑于2022年，星期三网格图和星座图之间的对应关系网格图和星座图之间的对应关系 n n每对平行转移必须对应最下一级划分同一子集中的两个信每对平行转移必须对应最下一级划分同一子集中的两个信号点。号点。n n从某一状态出发的所有转移，或到达某一状态的所有转移，从某一状态出发的所有转移，或到达某一状态的所有转移，必须属于同一上级子集。必须属于同一上级子集。0010图11.5.5 8PSK编码器网格图0111c1 c2 c30 0

36、 0011010011010101000 001100 100 110111110111101b1 b2ti+1时刻ti 时刻abcd0 0 1状态36第36页，共53页，编辑于2022年，星期三11.5.3 TCM11.5.3 TCM信号的解调信号的解调通常采用维特比算法通常采用维特比算法解码器：计算接收序列路径和编码网格各可能路径间的距离解码器：计算接收序列路径和编码网格各可能路径间的距离,判定与接收序列距离最小的可能路径为发送序列。判定与接收序列距离最小的可能路径为发送序列。选用全选用全“0”0”序列作为测试序列序列作为测试序列 自由欧氏距离自由欧氏距离(Fed)(Fed)：许用波形序列

37、集合中各元素之间的最小：许用波形序列集合中各元素之间的最小欧氏距离。欧氏距离。10011100b1 b2abcd状态U0U1U2U3U4V0V1V2V3V4W37第37页，共53页，编辑于2022年，星期三例：例：n n计算计算U U和和V V两条路径间的欧氏距离两条路径间的欧氏距离d d：n n计算计算U U1 1WUWU3 3和和U U的距离：的距离：n n可以逐个验证，这是和路径可以逐个验证，这是和路径U U距离最小的许用序列的路径距离最小的许用序列的路径,故有自由欧氏距离：故有自由欧氏距离：10011100b1 b2abcd状态U0U1U2U3U4V0V1V2V3V4Wd=2dFed=

38、2 38第38页，共53页，编辑于2022年，星期三自由欧氏距离自由欧氏距离(d dFedFed)决定了产生错误判决的概率。决定了产生错误判决的概率。d dFedFed越大，错越大，错误判决概率越小。误判决概率越小。n n以未编码的以未编码的QPSKQPSK信号的信号的d drefref为参考：由图可见为参考：由图可见n n8PSK8PSK的的TCMTCM系统的系统的编码增益为：编码增益为：d0=2sin(/8)=0.765d1=2139第39页，共53页，编辑于2022年，星期三8PSK/TCM8PSK/TCM的编码增益的编码增益仿真结果：仿真结果：状态数目kG8PSK/QPSK413.01

39、823.601624.133224.596425.0112825.1725625.7540第40页，共53页，编辑于2022年，星期三11.6 扩展频谱技术扩展频谱技术11.6.1 11.6.1 概述概述什么是扩展频谱调制？什么是扩展频谱调制？已调信号带宽远大于调制信号带宽的任何调制体制。已调信号带宽远大于调制信号带宽的任何调制体制。扩谱调制的目的：扩谱调制的目的：n n提高抗窄带干扰的能力。提高抗窄带干扰的能力。n n将发射信号掩藏在背景噪声中，以防止窃听。将发射信号掩藏在背景噪声中，以防止窃听。n n提高抗多径传输效应的能力。提高抗多径传输效应的能力。n n提供多个用户共用同一频带的可能。

40、提供多个用户共用同一频带的可能。n n提供测距能力。提供测距能力。扩谱技术的种类：扩谱技术的种类：n n直接序列扩谱直接序列扩谱(DSSS)(DSSS)n n跳频跳频(FH)(FH)n n线性调频线性调频(LFM)(LFM)41第41页，共53页，编辑于2022年，星期三 11.6.2 11.6.2 直接序列扩谱直接序列扩谱(DSSS)(DSSS)BPSKBPSK调制的调制的DSSSDSSS通信系统原理方框图。通信系统原理方框图。n n信号码元持续时间信号码元持续时间 =T T n n扩谱码扩谱码c c(t t)通常采用通常采用m m序列序列 n n扩谱码的码元称为码片扩谱码的码元称为码片(c

41、hip)(chip)n n码片持续时间码片持续时间 =T Tc c，通常通常T Tc c T T 42第42页，共53页，编辑于2022年，星期三DSSSDSSS系统波形图系统波形图 43第43页，共53页，编辑于2022年，星期三解扩原理解扩原理(b)解扩后的功率谱f有用信号s1(t)功率谱密度窄带干扰功率谱密度白噪声功率谱密度宽带干扰功率谱密度2BcBcf宽带干扰功率谱密度白噪声功率谱密度窄带干扰功率谱密度有用信号s1(t)功率谱密度Bc2Bc(a)解扩前的功率谱f044第44页，共53页，编辑于2022年，星期三n n例例设：基带码元速率设：基带码元速率 =5 k=5 k波特波特则则码元

42、持续时间码元持续时间 =0.2 ms=0.2 ms，带宽约等于，带宽约等于5 kHz5 kHz。若选用的扩谱码片持续时间若选用的扩谱码片持续时间 =0.2=0.2 s s，则扩谱后的基带信号带宽则扩谱后的基带信号带宽 5 MHz5 MHz。扩谱使信号带宽增大至扩谱使信号带宽增大至10001000倍，故信号功率谱密度将倍，故信号功率谱密度将降低至降低至1/10001/1000。因此，因此，pp将信号隐藏在噪声和干扰下将信号隐藏在噪声和干扰下 pp若小部分的频谱分量受到衰落影响，将不会引起信号若小部分的频谱分量受到衰落影响，将不会引起信号产生严重的失真，故具有抗频率选择性衰落的能力。产生严重的失真

43、，故具有抗频率选择性衰落的能力。pp选择不同的扩谱码，可以使各个系统的用户在同一频选择不同的扩谱码，可以使各个系统的用户在同一频段上工作而互不干扰，实现码分复用和码分多址。段上工作而互不干扰，实现码分复用和码分多址。45第45页，共53页，编辑于2022年，星期三11.6.3 11.6.3 跳频扩谱跳频扩谱(FHSS)(FHSS)FHSSFHSS系统的种类：系统的种类：n n快跳频快跳频 在在 1 1 跳内，仅包含跳内，仅包含 1 1 比特或不到比特或不到 1 1 比特比特 n n慢跳频慢跳频 在在 1 1 跳内，包含若干比特跳内，包含若干比特 原理方框图原理方框图调制通常采用非相干调制，例如

44、调制通常采用非相干调制，例如FSKFSK或或DPSKDPSK。46第46页，共53页，编辑于2022年，星期三11.6.4 11.6.4 扩谱码的同步扩谱码的同步DSSSDSSS系统系统FHSSFHSS系统系统47第47页，共53页，编辑于2022年，星期三11.6.5 11.6.5 分离多径技术分离多径技术分离多径目的：在接收端将多径信号中的各径分离，分别校分离多径目的：在接收端将多径信号中的各径分离，分别校正各径信号的相位，使之按同相相加，从而克服衰落现象。正各径信号的相位，使之按同相相加，从而克服衰落现象。基本原理：基本原理：设：发射信号码元设：发射信号码元 =MM(t t)cos()c

45、os(t t+)式中，式中，MM(t t)m m序列的波形，取值序列的波形，取值 1 1。各条路径的时延等间隔地相差各条路径的时延等间隔地相差 秒，秒，则在经过多径传输后，接收（中频）码元为则在经过多径传输后，接收（中频）码元为 式中，式中，n n 路径数目，路径数目，A Aj j 第第j j条路径信号的振幅，条路径信号的振幅，-各相邻路径的相对延迟时间，各相邻路径的相对延迟时间，i i 中频角频率中频角频率 i i 载波附加的随机相位。载波附加的随机相位。上式中，已经假设最短路径的时延为零。上式中，已经假设最短路径的时延为零。48第48页，共53页，编辑于2022年，星期三n n消除随机相位

46、消除随机相位 i i：采用：采用自适应校相滤波器自适应校相滤波器pp设：输入信号：设：输入信号：本地振荡电压：本地振荡电压：两者相乘后，得到两者相乘后，得到经过窄带滤波：经过窄带滤波：g g(t t)和和s sj j(t t)相乘，并取出乘积中的差频项相乘，并取出乘积中的差频项f f(t t)：上式中已经消除了载波的随机相位上式中已经消除了载波的随机相位 i i，使各条路径信，使各条路径信号的相位一致，仅振幅不同。号的相位一致，仅振幅不同。窄带滤波带通滤波中频信号输入sj(t)c(t)g(t)f(t)49第49页，共53页，编辑于2022年，星期三pp当有多径信号输入时，输出信号当有多径信号输

47、入时，输出信号 f f(t t)为为上式中，包络上式中，包络MM(t t-j j )仍然不同。需要校正包络。仍然不同。需要校正包络。50第50页，共53页，编辑于2022年，星期三n n校正包络：校正包络：设：共有设：共有4 4条路径的信号，则相加器各输入的包络为条路径的信号，则相加器各输入的包络为 A A0 02 2MM(t t)+A+A1 12 2MM(t-t-)+A+A2 22 2MM(t-t-2 2)+A+A3 32 2MM(t-t-3 3)A A0 02 2MM(t-t-)+A+A1 12 2MM(t-t-2 2)+A+A2 22 2MM(t-t-3 3)+A+A3 32 2MM(t

48、-t-4 4)A A0 02 2MM(t-t-2 2)+A+A1 12 2MM(t-t-3 3)+A+A2 22 2MM(t-t-4 4)+A+A3 32 2MM(t-t-5 5)A A0 02 2MM(t-t-3 3)+A+A1212MM(t-t-4 4)+A+A2 22 2MM(t-t-5 5)+A+A3 32 2MM(t-t-6 6)相加器输出的载波仍为相加器输出的载波仍为cos(cos(0 0t t+)，包络则是上，包络则是上4 4式各项之和式各项之和.i抽 头 延 迟 线AFAFAFAFAF相 加 器中频信号输入本地m序列产生器积分51第51页，共53页，编辑于2022年，星期三 设

49、：本地设：本地mm序列产生器的输出为序列产生器的输出为MM(t t-3-3)，则它与则它与c c(t t)相乘之后相乘之后MM(t t-3-3)将成为乘积的包络，即乘积将成为乘积的包络，即乘积MM(t t-3-3)c c(t t)=)=MM(t t-3-3)cos()cos(0 0t t+)此乘积和相加器的输出相乘并积分后，就分离出此乘积和相加器的输出相乘并积分后，就分离出(A A0 0+A A1 1+A A2 2+A A3 3)MM(t t-3-3)的分量。的分量。.i抽 头 延 迟 线AFAFAFAFAF相 加 器中频信号输入本地m序列产生器积分 A02M(t)+A12M(t-)+A22M(t-2)+A32M(t-3)A02M(t-)+A12M(t-2)+A22M(t-3)+A32M(t-4)A02M(t-2)+A12M(t-3)+A22M(t-4)+A32M(t-5)A02M(t-3)+A12M(t-4)+A22M(t-5)+A32M(t-6)52第52页，共53页，编辑于2022年，星期三11.7小结小结53第53页，共53页，编辑于2022年，星期三