PFC用三相高频PWM整流器的仿真研究毕业论文.doc

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1、1/33PFC 用三相高频 PWM 整流器的仿真研究PFC with high-frequency three-phasePWM rectifier simulation studyI/33毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明原创性声明本人重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作与取得的成果。尽我所知，除文中特别加以标注和致的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得与其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表

2、示了意。作 者签 名：日期：指导教师签名：日期：使用授权说明使用授权说明本人完全了解大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部容。作者签名：日期：学位论文原创性声明学位论文原创性声明本人重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的容外，本论文不包含任II/33何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文

3、的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名：日期：年月日学位论文使用授权书学位论文使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权大学可以将本学位论文的全部或部分容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。涉密论文按学校规定处理。作者签名：日期：年月日导师签名：日期：年月日注意事项1.设计（论文）的容包括：1）封面（按教务处制定的标准封面格式制作）2）原创性声明3）中文摘要（300 字

4、左右）、关键词4）外文摘要、关键词5）目次页（附件不统一编入）6）论文主体部分：引言（或绪论）、正文、结论7）参考文献8）致9）附录（对论文支持必要时）2.论文字数要求：理工类设计（论文）正文字数不少于 1 万字（不包括图纸、程序清单等），文III/33科类论文正文字数不少于 1.2 万字。3.附件包括：任务书、开题报告、外文译文、译文原文（复印件）。4.文字、图表要求：1）文字通顺，语言流畅，书写字迹工整，打印字体与大小符合要求，无错别字，不准请他人代写2）工程设计类题目的图纸，要求部分用尺规绘制，部分用计算机绘制，所有图纸应符合国家技术标准规。图表整洁，布局合理，文字注释必须使用工程字书写

5、，不准用徒手画3）毕业论文须用 A4 单面打印，论文 50 页以上的双面打印4）图表应绘制于无格子的页面上5）软件工程类课题应有程序清单，并提供电子文档5.装订顺序1）设计（论文）2）附件：按照任务书、开题报告、外文译文、译文原文（复印件）次序装订3）其它摘摘 要要由于谐波电流可能会引发器件的误动作，干扰相邻的电子电气设备，导致变压器和电机等相关设备出现过热现象；同时也增大了能量的损耗。考虑到以上的问题，本文主要用三相高频 PWM 整流器进行仿真，其目的是为了提高功率因素。首先，分析了谐波电流的危害、以与低功率因素的原因，表明提高功率因素的意义以与如何实现 PFC；其次，对电路结构与其控制原理

6、的向量分析、控制方案的实现和功率因素校正器的设计，这其中包括了前馈电压环节(Fcn(qk)的设计、电压反馈环节(Fcn(bk)的设计和电流环（Fcn(I)）的设计；最后，用仿真软件 MATALAB7.0 进行原理仿真。采用上述控制策略，完全可以做到使输入电流与箱入电压同相。提出了一种三相降压式电容输入多谐振功率因数校正(PFC)电路，并且分析了多谐振 PFC 的工作原理，采用单相时变简化分析模型，推导了电路元件电压、电流约束关系，绘制了实用的 PFC 设计曲线。仿真与样机实验结果表明：本文提出的设计方确，软开关技术有效；克服了准谐振 PFC 存在的开关电流峰值大、直流输出纹波大的不足，较好地解

7、决了 PFC 实用技术存在的问题。IV/33关键词：谐波电流功率因素整流器MATALABV/33AbstractAbstractDue to harmonic currents may trigger device malfunction,interferencebetween adjacent electrical and electronic equipment,led to the transformerand motor and other related equipment overheating;but also increases theenergy loss.Consideri

8、ng the above problems,this paper uses the three-phasehigh frequency PWM rectifier simulation,its purpose is to improve the powerfactor.First of all,analysis of the harmonic current and low power factor,the harm that causes,improve the power factor and the significance of howto realize PFC;secondly,t

9、he circuit structure and control principle ofvector analysis,control scheme and the realization of power factor correctordesign,including the feedforward voltage link(Fcn(QK).Design,voltagefeedback(Fcn(BK)and the design of current loop(Fcn(I)design;finally,using simulation software MATALAB7.0 princi

10、ple simulation.By adopting thecontrol strategy,can make the input current and voltage phase into the box.Put forward a kind of three-phase step-down capacitor input multipleresonant power factor correction(PFC)circuit,and an analysis of multipleresonance principle of PFC,single variable model analys

11、is,deduced thecircuit element voltage,current constraint relations,rendering the utilityof PFC design curve.Simulation and experimental results show that:the methodpresented in this paper is correct,the soft switch technology effectively;overcome the resonant PFC presence switch peak current,DC outp

12、ut ripple isinsufficient,can solve the practical problems of the technology of PFC.KeyKey wordswords：harmonic currentPower factorRectifierMATALABVI/33目录摘要IAbstractV绪论11功率因数在电源变换系统中的意义21.1功率因数在电源变换系统中的意义 21.1.1伺服电源系统之典型结构框图 21.1.2低功率因数的几种原因 21.1.3功率因数 PF 的完全定义 31.2提高功率因数的意义 31.2.1谐波电流的危害 31.2.2实际成本的加

13、大 31.2.3能量损耗增大 31.3改善功率因数 41.3.1功率因数校正的目标 41.3.2PFC 的实现 41.3.3有源 PFC 之功能框图 41.3.4选择合适的 PFC 拓扑电路 42电路结构与其控制原理的相量分析 52.1主电路结构 52.1.1高频整流器主电路结构 52.1.2主电路原理等效电路 62.1.3主电路向量分析 83控制方案的实现 93.1控制系统的框图主电路结构 93.1.1控制系统框图结构 93.2 PFC 升压转换器的结构 113.2.1电流型 PFC 电路的工作过程 123.2.2电流型 PFC 电路的波形分析 134功率因数校正器的设计 154.1PFC(

14、功率因数校正器)的 MATLAB 设计 154.1.1PFC 控制原理 154.1.2PFC 的 MATLAB 设计举例 164.2前馈电压环节(Fcn(qk)的设计 164.2.1前馈电压环节(Fcn(qk)的原理分析 164.2.2前馈电压环节(Fcn(qk)的参数分析 164.3电压反馈环节(Fcn(bk)的设计 174.3.1电压反馈环节(Fcn(bk)环节的原理分析 174.3.2电压反馈环节(Fcn(bk)环节的参数分析 17VII/334.4电流环（Fcn(I)）的设计 184.4.1电流环（Fcn(I)）环节的原理分析 184.4.2电流环（Fcn(I)）环节的参数 195PF

15、C 的 SIMULINK 仿真电路与波形 195.1SIMULINK 仿真电路 195.1.1前馈电压环节(Fcn(qk)的方框图 195.1.2SIMULINK 仿真电路建模 205.2PFC(功率因数校正器)的仿真设计 205.2.1SIMULINK 仿真电路设计指标 205.2.2SIMULINK 仿真 PFC 电路框图 215.2.3SIMULINK 仿真升压电路框图 215.2.4SIMULINK 仿真补偿电路框图 225.2.5SIMULINK 仿真结果 22结论 24致24参考文献251/33绪绪 论论由近年来，随着电子技术的发展，各种办公自动化设备，家用电器，计算机被大量使用。

16、这些设备的部都需要一个将市电转化为直流的电源部分。在这个转换过程中，由于一些非线形元件的存在，导致输入电流电压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波。而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率因数，而且对公共电力系统产生污染，造成严重的电路故障。正因为如此许多国家制定了相应的技术标准，用以限制谐波电流的含量。例如 IEC 555-2IEC 61000-3-2EN 60555-2GB/T 4549-1993 等标准，规定了允许用电电气设备产生的最大谐波电流。由此可见，由此可见消除谐波电流和提高功率因数有非常重要的意义。另外，功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术与控制理论的不断进

17、步，带来了电力电子技术在器件应用上和能量变换应用上的日趋成熟，从而也引发了电源系统的历史性革命，使得高频开关电源取代传统线形电源成为不可逆转的趋势，尤其是大型通讯基站、发电厂、变电所等应用场合，对大容量的直流电源系统的功率密度和系统的可靠性也提出了越来越高的要求。我国通信业的迅速发展极推动了通信电源的发展，开关电源在通信系统中处于核心地位，并已成为现代通信供电系统的主流。传统的可控硅相控稳压电源不仅体积庞大，重量笨重，而且输出纹波大，动态响应差，效率低，已不能满足通信高频开关电源以其效率高，体积小，重量轻等优点已逐渐取代可控硅相控稳压电源。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而

18、需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。分析可知，输入电流波形发生了严重的畸变，含有大量的谐波，虽然三相不可控整流电路的相移因子 cos1 近似为 1，但畸变因子很低，使得总的功率因数 PF=cos1 很低，一般为 0.60.7。而晶闸管相控整流电路的相移因子 cos1 比不可控整流时低，输入电流畸变程度更大，功率因数 PF 值比不可控整流电路更低。因此，整流电路尤其是三相整流电路的功率因数的提高对治理电网的谐波提高供电电能质量具有重要的意义。2/331 1功率因数在电源变换系统中的意义功率因数在电源变换系统中的意义1.1功率因数在电源变换系统中的意

19、义1.1.1伺服电源系统之典型结构框图图 1 伺服电源系统的典型结构框图伺服电源系统主要由整流器，PFC 变换器，DC-DC 转换器，输出系统，数字控制器和光学耦合器等器件组成，其中，在众多的 AC/DC 转换器中，近年来出现的高频整流器与传统的不可控整流与相控整流相比，具有功率因数高，输出电压波纹小，电能可以双向流动，动态响应好等优点，而成为研究的热点。1.1.2低功率因数的几种原因情形一有相移的正弦电流情形二无相移的非正弦电流3/33情形三有相移的非正弦电流图 2 低功率因数波形图如图 2 所示，产生的电流分别为：有相移的正弦电流，无相移的非正弦电流，有相移的非正弦电流。1.1.3 功率因

20、数 PF 的完全定义PF 表示为有功功率 Pa 与视在功率 Ps 之比：PF=Pa/Ps。（1）有功功率 Pa：实际消耗电能。（2）无功功率 Pr：未作功电能。（3）视在功率 Ps：有功功率 Pa 与无功功率 Pr 的矢量和。即可知，PF=Pa/Ps=Pa/(Pr+Pa)。1.2提高功率因数的意义1.2.1谐波电流的危害谐波电流可能会引发器件的误动作，干扰相邻的电子电气设备，导致变压器和电机等相关设备出现过热现象。1.2.2实际成本的加大（1）虽然，电力公司只依据有功功率收费，但是低功率因数往往会导致用户费用增大发电厂、电力传输和电力分配设备的容量更大。（2）电力传输，分配的损耗加大。（3）过

21、热，谐波电流冲击导致设备寿命缩短（4）用户端的设备，器件容量更大1.2.3能量损耗增大（1）几乎所有元器件皆消耗能量更大的等效电流与峰值电流（2）不做功器件也消耗能量无功能量返送至电网4/33（3）电力传输与电力分配1.3改善功率因数1.3.1功率因数校正的目标合格的功率因数校正器具备以下特征：（1）能调节输入电流，并使相位和波形与输入电压保持一致，即：减小电流各谐波分量，改善 THD，减小无功功率的往返，降低器件额定电流的标准（2）可调节输出电压（3）符合相关标准，法规（4）降低运行成本（5）系统损耗低（6）视在功率的利用率高1.3.2PFC 的实现（1）无源 PFC：主要由无源元件组成，分

22、为电感续流型，电容倍压型。（2）有源 PFC：分为模拟有源 PFC，数字有源 PFC由于，无源 PFC 存在适用于功率应用，通用性不高，体积大，重量大，PF 改善性能有限等缺点，本次设计，选择有源 PFC 电路结构来实现。1.3.3有源 PFC 之功能框图图 3有源 PFC 结构图PFC 所用关键元件有：功率开关管，电容，电感，二极管。1.3.4选择合适的 PFC 拓扑电路三相单开关型有源 PFC 电路是在二极管整流电路后接六种基本电力电子变换电全桥整流PF调节方式负载PFC 控制器VacLacPWMVdc交流输入5/33路中的任一种（如 Boost、Buck 电路等）而构成，由于升压型 Bo

23、ost 电路具有独特的优点，采用升压型 PFC 电路是一种总的趋势，也是研究的重点，其它的电路应用较少。单开关型电路只采用一个有源开关管，在电感电流连续模式（CCM）下要通过对一个开关的控制使三相电流均为正弦波且和电压同相位是很困难的，因此该电路只能在 DCM 模式下才能实现 PFC。已知三相 Boost 型 PFC 主电路拓扑，工作原理是通过有源开关 S 的通断，对每相的激磁电感 L 以与电容 C 进行充放电，控制输入电流。对开关 S 进行 PWM 控制，即可使每一相的输入电流波形近似为正弦波。由于输入电流变化的斜率正比于对应时刻的输入电压，因此输入电流自动跟踪输入电压，控制上采用开环即可实

24、现 PFC。三种拓扑结构的比较如下表所示：表 1 PFC 电路拓扑结构比较电路类型输出电压属性有无失真电感电流属性降压型正极性有不连续型升压型正极性无连续型混合型负极性有不连续型2 2电路结构与其控制原理的相量分析电路结构与其控制原理的相量分析2.1主电路结构高频整流器的基本工作原理是:通过控制整流桥臂上各开关管的导通与关断，使电路的输入电流近似为正弦，并且使其与愉入电压同相位。2.1.1高频整流器主电路结构高频整流器主电路结构如图 4 所示。6/33图 4 高频整流器主电路由图 4 可以看出，其主电路结构与逆变器的主电路结构是一样的。本文仅就整流方面进行分析研究。从整流桥的左侧向右看 a，b

25、 两端应等效为一交流源 uab。2.1.2主电路原理等效电路高频整流器主电路结构的等效原理图如图 5 所示。图 5等效原理图高频整流器主电路结构的等效原理向量图如图 6 所示。7/33图 6 相量关系图根据图 5 中所示的各相量之间的关系可以得出，能够满足该直角三角关系即为整流器稳态运行时功率因数为 1 的必要条件，设整流桥直流翰出电压为 Uo，调制信号的调制比为 m，则由相量图可得:uabm*cosa=uam(1)uabm=m*Uo(2)由式(1),(2)得:m*c o sa=uam/U o(3)式(3)即为整流桥稳态抽出时功率因数为 1 的充分必要条件。在此式中，共有四个变量，因此，若想在

26、稳定输出的前提下使功率因数等于 1,就必须协调控制 m 和cosa。为分析方便，首先假设电路中各元器件均为理想器件，输入交流像为理想电源，输入电流与抽入电压同相。设负载为 R，直流翰出电压和电流分别为 Uo，Io,则根据输人翰出功率平衡的原则，电路的输人功率 Pi 应该与输出功率 Po 相等，即 Pi=Po。又因为:Pi=ui*ilm/2(4)Po=U o*Io(5)所以，ilm=2 Po/usm(6)令 k=tga，它与输出电压的平方成正比，而与负载和翰人电压均值的平方分别成反比。图 6 所示的相量图可用图 7 表示。8/33图 7m 和 a 关系相量图图中各相量单位为 usm.)2.1.3

27、主电路向量分析由相量图可以看出，当输入电压稳定且负载恒定时.如果输出电压发生波动。k将随之变化，从而导致相量 uabm的矢端在直线 AC 方向上移动。设 uabm的矢端已移动到 B 点，因此，如果将 k 中的 Uo 强制为规定值.即 k 取为对应一定输出功率的固定值.相量 uabm的矢端从 B 点强行拉到 C 点，从而满足了功率因数等于 1 时调制信号的相移条件。在此基础上，只要适当调节调制比 m 就可以使抽出电压达到稳定值。设额定输出时的调制比为 me，实际检测电压和电流为 Uce,Ice,额定输出电压和电流为 Uce,Ice 则:Uabm=m*Uoc=me*Uoe(7)从上式可知，当 k

28、值固定后，调制比 m 与实际输出电压 Uoc 成反比。根据前面的分析结果可以看出，在高频整流器的相量三角形中，只要使其两边固定，则第三边也将被迫为定长。因此，如果高颇整流器的输入电压为一定值时，只要使 k 的值固定，那么在功率因数等于 1 的前提下。a,b 两端的电压就等于固定值，式(1)一式(7)就是实现 m 和 cosa 的方程式。为了实现功率因数与波形校正，输入电感 Li(a,b,c)必须选得足够大，确保在一个开关周期电感电流保持不变；校正电容 Ci(a,b,c)必须选得足够小，并保证校正电容工作在电压不连续工作方式下(DVM)，且根据负荷和电源的变化来控制开关频率。在每一开关周期，校正

29、电容电压的充电速度与线电流成正比，尽管电容放电时并不是线性的，但同电感输入 PFC 比较，电容放电速度比电感去磁速度快、时间短，这使得三相电源电流更依赖电容电压峰值。以 A 相分析为例，在基本假设条件下，由于开关频率远远高于基波频率，在一个开关周期，电感电流 ia 恒定不变。在开关 S关断期间，校正电容 Cia 在 ia 的作用下线性充电，电容 Cia 储能。充电结束时，校正电容 Cia 上电压峰值与电源电压瞬时值成正比。一旦开关 S 触发导通，校正电容储存的能量转移到谐振电感上。当电容电压放电至零时，由整流二极管续流，电感 Lr中的能量转移给负载 R。当开关电流 is 过零时，控制开关 S

30、关断，校正电容 Cia 又由电流 ia 线性充电，直到开关 S 再次导通为止。整流器稳态运行时，校正电容 Cia9/33上的电压波形是高频脉动的，但其包络线是正弦的(图 2)。在任意半个基波周期，校正电容 Cia 上的电压的平均值与 A 相电压的平均值相等，且其峰值与线路电流成正比。若开关频率远远高于电源频率、三相电源电压为正弦，则校正器从电源吸取的电流 i(a,b,c)也是正弦的，且与相电压的幅值成比例。这样，电源电压与电流是同相正弦的。在整个过程中，整流器不向系统“回送”功率，整流器不需要系统提供无功。因此，在不需另加有源或无源滤波装置，在获得较高的变换效率的同时，校正器自然地从电源吸取同

31、相正弦电流。在基本假设条件下，近似认为在一个开关周期电源电压和电流 i(a,b,c)保持不变，并用等效电流源来代替。由对称性原理知，对交流电源电压为 va0,vbvc0,vbvc0的90,120区间的分析，可扩展到整个基波周期。高功率因数整流器稳态工作时一个开关周期的理想波形，对其工作过程描述如下：工作方式 1(t0tt1)续流二极管 V 导通，其余二极管全部截止，开关 S 处于关断状态。校正电容 Ci(a,b,c)在电源电流的作用下，分别与各相电流幅值成比例充电，电容电压线性上升；槽路电感 Lr 通过续流回路给负荷供电。在控制信号的作用下，开关 S 触发导通，工作方式 1 结束。此时加在二极

32、管 V1,2 上的电压 vac 为正，迫使二极管 V1,2 正向导通。工作方式 2(t1tt2)二极管 V1,2、V 与开关 S 导通。由于 vcb 为负，V6 不导通，B 相电流继续给电容 Cib 充电，电容 Cib 上的电压继续增加；电容 Ci(a,c)与电感 Lr构成谐振槽路(一)并产生谐振，直到电感 Lr 中的电流反向，续流二极管 V 截止，进入工作方式 3。由于 S 处于谐振槽路中，其中的电流按谐振电流规律变化，但其方向不同于电感电流 iLr。工作方式 3(t2tt3)二极管 V1,2 与开关 S 继续导通，其余二极管截止。电容 Cib 上的电压仍在增加，电容 Ci(a,c)上储存的

33、能量通过谐振槽路逐渐转移到电感 Lr 上，iLr 按正弦规律上升，电容 Ci(a,c)上的电压则逐渐降低。当电容 Cib 和 Cic 上的电压相等时，工作方式 3 结束。随后，电压 vbc 为正，二极管 V6 正向导通。工作方式 4(t3tt4)二极管 V1，2，6 与开关 S 导通，12/33其余二极管截止。校正电容 Ci(a,b,c)，并联电容 Cv，以与电感 Lr 构成谐振槽路(二)，电容 Ci(a,b,c)通过谐振槽路继续放电，当电容 Ci(a,b,c)放电至零时，工作方式 4结束。工作方式 5(t4tt5)续流二极管 V 截止，其余二极管与开关均导通。并联电容 Cv 与电感 Lr 构

34、成谐振槽路(三)，电感 Lr 先增磁，后去磁，直到电感 Lr电流等于负载直流电流为止。此时，二极管 V1V6 承受反向偏置电压，由于加在开关上的电压线性上升，整流二极管实现零电压开通；流过开关 S 的电流为零，使开关实现零电流关断(ZCS)成为可能。工作方式 6(t5tt6)所有的二极管都截止。整流二极管承受反向偏置电压，全部的负载电流由并联电容 Cv 供给。控制电路检测到流过开关 S 的电流为零，触发关断 S，实现零电流开关(ZCS)。实际上，工作方式 6 是包括在工作方式 1 中的，当电容 Cv 上的电压线性放电至零后，二极管V 因承受正向电压而导通。从上述分析可知，因电容 Ci(a,b,

35、c)、Cv 与电感 Lr构成多个谐振槽路共同作用，使得整流二极管具有零电压开通性质，开关 S 具有零电流切换性质。由于多谐振槽路使谐振电感电流 iLr 更接近正弦波，使开关电流波形峰值比准谐振 PFC 有所降低，从而减小了导通损耗。3.2.1电流型 PFC 电路的工作过程图 5电流型 PFC 工作框图根据设计要求，对于给定的输入峰值电压、直流输出电压和负载电流，求出多谐振 PFC 的稳态运行点、主电路各元件参数，从而提出相应的设计方案。根据简化模型的推导结果，可以计算开关元件承受断态最高阻断电压、通态流过的最大电流、平均值电流和有效值电流，为电路元件的选择提供依据。利用计算机辅助分析可知，13

36、/33当输入输出电压转换比 Kv 保持不变时，开关 S 承受的电压应力在整个负载围几乎保持不变；而且，当整流器轻载时，电压转换比 Kv 越大，开关 S 的电流峰值将有所减小。3.2.2电流型 PFC 电路的波形分析（1）情形 1：当占空比=50%图 6波形 1（2）情形 2：当占空比 50%14/33图 7波形 2多谐振 PFC 电路工作方式复杂，直接求解电路参数间的关系比较困难。作者在三相电路分析的基础上，采用时变的简化分析模型，将三相电路简化成单相模型来分析。当t=90时，A 相电压达到正峰值 Va，而 B、C 相电压相等且皆为负(vb=vc=Va/2)。此时电路元件承受的电压、电流应力最

37、大，电容 Cia、Cib 上的充放电速度完全一样，相当于并联。输入侧的谐振槽路电容 Ci(a,b,c)可用电容 Ce 来等效，且 Ce 等效于 Cia、Cib 并联后再与 Cia 串联。由于有大的滤波电感 Lf 存在，输出滤波环节和负载可等效成一电流源 Io。当t=90时，电容 Cib、Cic 上的电压相等。运用简化模型对工作方式 1、2、46 进行了详细的数学描述，根据上述对简化模型的分析，利用计算机辅助分析，求出电路的稳态解，可对电路参数元件提供依据。令 Ce=3/2Cr，其中 Cr=Ci(a,b,c)=Cv，II=Ia,VI=3/2Va,其中 Ia、Va 分别为 A 相电流、电压的峰值，

38、VI 相当于一个开关周期电容 Ce 电压的平均值。综上所述的波形可以得出电流型 PFC 电路的优点是：（1）降低蓄能电容器的充放电电流降低蓄能电容器的容量（2）交流侧输入电流更平滑得益于电感电流波动的相互抵消（3）电感电感量小（4）尺寸小15/334 4功率因数校正器的设计功率因数校正器的设计4.1PFC(功率因数校正器)的 MATLAB 设计4.1.1PFC 控制原理传统的功率因数校正器，主电路一般采用 B00ST 升压电路，控制策略采用平均电流法控制。其基本控制思想为：检测电路平均电流，使之跟随网压，与网压同波形、同相位从而实现输入端功率因数近似为 1。如图 9，Fc n(qk)为网压衰减

39、环节，取得网压信号作为电流的标准参考量的一部分；F c n(bk)为反馈电压校正环节，以保持输出电压的稳定；F(I)为电流校正环节，实现对电流的正弦化校正。图 9PFC 控制原理框图三相硬开关 PFC 有良好的功率因数与波形校正的效果，但是换流器存在开关应力大和开关损耗大等严重缺点，因而限制了 PFC 性能的提高与实用效果。文献3提出了电感输入升压式多谐振零电流开关的 PFC 电路，在等功率条件下，其开关元件的电流应力要比采用 PWM 控制方式小，使之更适合使用 IGBT 功率开关。但为了保证校正电感工作在电流不连续方式(DCM)，需要加装特殊的 EMI 滤波器。又由于升压式 PFC 的输出电

40、压比输入电压高得多，使 PFC电路的使用围受限。因此，提出了电容输入降压式准谐振零电流切换的 PFC 电路，实现了零电流开关，觖决了开关应力大的问题。但在这种校正电路中，开关电流峰值比 PWM 方式 PFC 大得多，结果对同样的负载，开关元件的导通损耗大，实际用时开关元件必须选大电流元件。16/334.1.2PFC 的 MATLAB 设计举例这里，以设计一个 3KW 的有源功率因数校正器为例进行叙述。假设输入电压为 22 0 V ac，输出电压为 4 0 0 V dc输出电容为 9 4 0 u F，储能电感为 1 m H。基于此，对 P F C 控制部分进行 MA T L A B 仿真设计。对

41、 P FC 控制电路的设即是合理地整定 Fcn(qk)、Fcn(bk)与 Fc n(i)三个环节的参数，以使电路获得良好的稳态和动态响应性能。网压和输出电压分别经前馈环节Fcn(qk)和反馈环节Fcn(bk)进入乘法器相乘后作为电流环的基准量。这样为了确保回路电流的正弦波形，乘法器的输出必须为标准的正弦波形，所以 Fcn(qk)、Fcn(bk)要尽可能的衰减可能引起电流波形失真的各种谐波与相移因数。乘法器输出幅决定着平均电流的大小，为了实现宽围输入电压下稳恒的输出电压，必须使乘法器的输出幅值与网压成反比。4.2前馈电压环节(Fcn(qk)的设计4.2.1前馈电压环节(Fcn(qk)的原理分析P

42、FC 电路在宽围输入电压下，输出电压是稳定的，由 PFC 控制理论知，网压经Fcn(qk)后的量必须与网压成反比。同时，需要最大程度的衰减二次谐波对输入电流失真的影响。对此，可以设计一个截止频率很低的单极点滤波器来获得平均输入电压，但是系统对输入电压的响应速度也有较高的要求。这里选择二阶滤波器作为平衡折衷的一个选择,并且，二阶滤波器逐将导致二次谐波相移1 80 度，从而使产生的三次谐波电流与输入电流的相移量变得与电压一样。4.2.2前馈电压环节(Fcn(qk)的参数分析基于前馈电压环节(Fcn(qk)的工作原理，对该滤波环节作了试凑设计。对前馈环节的滤波环节设计，主要是确定两个极点的位置。运用

43、 MATLAB 自控设计工具箱，可方便地调整极点位置以获得良好的衰减性能和快速响应。见图 10，二次谐波几乎无法通过，并且系统也有良好的响应性能。经多次试凑实验，最后设定两个开环极点为：p1=-23.4,p2=-10.1（8）由傅立叶分解知前馈环节进入到乘法器是一个与阚压成反比的正弦量。17/33图 10滤波器对二次谐波弱衰减电流环波特图曲线图4.3电压反馈环节(Fcn(bk)的设计4.3.1电压反馈环节(Fcn(bk)环节的原理分析功率输出级的基本低频模型是一个驱动电容器的电流源，形成一个积分器，它的增益特性是随频率每增加 1 0 倍而滚降 20dB。由于电压环的带宽与开关频率相比比较窄，所

44、以电压环设计主要考虑输入畸变为最小，而不是稳定性。电压环框图可由图 11 得出。图 11电压环框图4.3.2电压反馈环节(Fcn(bk)环节的参数分析首先，电压环的带宽必须足够窄，以衰减输出电容上的二次谐波，保证输入电流的调制比较小。其次，电压环必须有足够的稠移，使调制出来的信号能与输入电压保持同相，获得较高的功率因数。18/33图 11输出电压二次谐波示意图假设 PFC 要求 3的 THD，由 PFC 设计原理知，07 5的 THD 分配给电压环，所以电压环输出纹波电压应限制在 15。基于此，确定二次谐波频率处电压环的增益，其设计原理类同于前馈电压环的设计，最终得电压环反馈环节如下：Fcn(

45、bk)=20/(0.0726s+1)（9）4.4电流环（Fcn(I)）的设计4.4.1电流环（Fcn(I)）环节的原理分析对前馈电压跟反馈电压双环进行补偿后，经乘法器产生了一个理想的参考电流波形。对电流环进行补偿，提供一个接近开关频率的平直增益。其中放大器的中低段的零点提供高增益，是平均电流型控制能够工作。接近开关频率的放大器增益由匹配电感电流的下降率来决定。电流环框图如图 12 所示。图 12电流环框图在电感放电起始的一段时间里输出电压全部参与电感放电，而单开关电路中输19/33出电压是被分成两部分分别参与不同的电感放电的，这就使电感放电时间缩短，即缩短了电感电流平均值与输入电压瞬时值的非线

46、性阶段，可减小输入电流的 THD。在较小的输出电压下就可以获得比较小的 THD。从上面的分析可知：为了减小网侧输入电流的畸变就要提高输出电压值，这就增大了开关管承受的电压，也增加了后面 DC/DC 变换器的电压耐量，也给 Boost 二极管的选择带来困难。4.4.2电流环（Fcn(I)）环节的参数功率电路电流反馈信号的变化：Vn=(Vo*Rs)/(L*f)（10）其中，Rs 为主电路检测电阻。在开关频率处(这里，开关频率为 40K)放大器的增益：GcA=Vs/Vrs(11)其中 Vs 为电流环输出采用 PID 调节器对电滚环进行补偿如下：Fcn(I)=（10s+27）/s（10）由上所述，MA

47、TLAB 的自控工具箱的可视化界面，可以方便的调整零、极点位置，并能直观地观察出备环节的稳态与暂态响应性能，便于实时调节设计。MATLAB 为快速高效的设计满足需要的 PFC 提供了极大的便利。5 5PFCPFC 的的 SIMULINKSIMULINK 仿真电路与波形仿真电路与波形5.1SIMULINK 仿真电路5.1.1前馈电压环节(Fcn(qk)的方框图由前面的计算，前馈电压环节(Fcn(qk)的方框图如图 13 所示。20/33图 13前馈电压环节(Fcn(qk)的方框图5.1.2SIMULINK 仿真电路建模SIMULINK 仿真电路由三角波发生器由时钟，采样保持器，合成器与 Fcn4

48、 构成，最后可以产生频率为 40k，幅值为 2.5 的三角波。反馈电压环节由常数电压，加法器Add2,传递函数 Fcn2 构成。电流环节由传递函数构成，形成一个 PI 解调器。两个饱和器 saturation1 和 saturation2 的加入，限制了电压与电流环节输出值的大小。输入交流电压波形检测部分由正弦波发生器 SineWave1,求绝对值器 Abs1,与通用表达式 Fcn1 组成，模拟取得的电网电压。构建完仿真电路后，选择合适的算法进行仿真，其中，解算选项为：变补偿，最大补偿 le-6图 14算法框图5.2PFC(功率因数校正器)的仿真设计5.2.1SIMULINK 仿真电路设计指标

49、表 2功率因数校正器的设计指标参数符号目标输出功率P350W交流输入电压VACmin,VACmax85V-264V交流输入频率fmin,fmax45Hz66Hz输出电压VDC400V21/33效率n95%(额定状况)功率因数PF0.99（额定状况）5.2.2SIMULINK 仿真 PFC 电路框图图 15PFC 系统模型5.2.3SIMULINK 仿真升压电路框图图 16升压电路模型22/335.2.4SIMULINK 仿真补偿电路框图图 17 补偿器模型5.2.5SIMULINK 仿真结果图 18 SIMULINK 仿真结果本次试验用仿真软件 MATALAB7.0 进行原理仿真所得的结果如图

50、 18，另外如图19 所示，从上至下依次为输入电压、输入电流、电感两端电压和输出电压的波形。仿真参数为输入电压 110V;电感 5mH;输出电压 220V;负载 20;调制比 0.8040，由图可以看出，采用上述控制策略，完全可以做到使输入电流与箱入电压同相。23/33按照上述设计参数，在开环控制下，开关频率为 50kHz，负载电阻为 4.03,占空比为 0.55。从仿真结果(图 18)可以看出，整流器从电源吸取的电流几近纯正弦，且与电源电压同相位。分析结果以与电压、电流的相移关系，求得多谐振 PFC 的功率传输品质因数4：QF=0.993，电流总谐波畸变率 THDi 5。开关 S 实现了零电