第八章现代数字调制技术精选文档.ppt

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1、第八章现代数字调制技术2007年年12月月1本讲稿第一页，共六十一页1.1.通信的理想目通信的理想目标标和和环环境：境：p通信的理想目标：通信的理想目标：在任何时候、在任何地方、与任何人都能及时沟在任何时候、在任何地方、与任何人都能及时沟通联系和交流信息通联系和交流信息 p通信的环境：通信的环境：非常复杂，面临各种干扰和电波传播影响非常复杂，面临各种干扰和电波传播影响 n电波传播的衰耗电波传播的衰耗n多径衰落多径衰落 信号在无线传播过程中，经过多点反射，从多条路径信号在无线传播过程中，经过多点反射，从多条路径到达接收端，这种多径信号的幅度、相位和到达时间到达接收端，这种多径信号的幅度、相位和到

2、达时间都不一样，这样造成的信号衰落称为多径衰落都不一样，这样造成的信号衰落称为多径衰落 引言本讲稿第二页，共六十一页p抗干抗干扰扰性（性（电电波波传传播影响、多径衰落）播影响、多径衰落）p已已调调信号信号带宽带宽p使用、成本因素使用、成本因素p好的数字调制方式应有的特点好的数字调制方式应有的特点n低信噪比下具有良好的误码性能低信噪比下具有良好的误码性能n良好的抗多径衰落能力良好的抗多径衰落能力n较小带宽较小带宽n使用方便、成本低使用方便、成本低2.数字调制方式应考虑的因素：本讲稿第三页，共六十一页3.3.数字调制方式的分类数字调制方式的分类p单载波调制：单载波调制：某一时刻调制只使用单一载波某

3、一时刻调制只使用单一载波n恒定包络调制恒定包络调制pFSK、PSKpOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK n不恒定包络调制不恒定包络调制pASKpQAMp多载波调制：多载波调制：某一时刻调制使用多个载波某一时刻调制使用多个载波nOFDM本讲稿第四页，共六十一页本章目录p8.1 偏移四相相移键控（偏移四相相移键控（OQPSK）p8.2/4四相相移键控（四相相移键控（/4-QPSK）p8.3最小频移键控（最小频移键控（MSK）p8.4高斯最小频移键控（高斯最小频移键控（GMSK）p8.5 正交幅度调制（正交幅度调制（QAM）p8.6 正交频分复用（正交频分复用（OFDM）本讲稿第五页，共六

4、十一页8.18.1 偏移四相相移键控（OQPSK）pQPSK在数字调制下的问题在数字调制下的问题n调制信号带宽为无穷宽，而实际的信道带宽总是有限调制信号带宽为无穷宽，而实际的信道带宽总是有限的。的。n码组中两个比特同时变化时有相位翻转现象，引码组中两个比特同时变化时有相位翻转现象，引起包络起伏。起包络起伏。n包络起伏会导致频谱扩散，增加邻信道干扰。包络起伏会导致频谱扩散，增加邻信道干扰。p为了克服为了克服QPSK调制已调信号带宽无穷宽、包络调制已调信号带宽无穷宽、包络起伏、频谱扩散的问题，消除起伏、频谱扩散的问题，消除QPSK调制下相位调制下相位翻转现象，在翻转现象，在QPSK的基础上提出了的

5、基础上提出了OQPSK。本讲稿第六页，共六十一页QPSK调制的原理p正交调制方法正交调制方法n对数据进行串对数据进行串/并变换，将二进制数据每两个比特分为并变换，将二进制数据每两个比特分为一组。一共有四种组合一组。一共有四种组合（1，1）、（）、（1，-1）、（）、（-1，1）和（）和（-1，-1）。）。n每组前一比特为同向分量每组前一比特为同向分量I，后一比特为正交分量，后一比特为正交分量Q。n利用同向分量、正交分量分别对两个正交的载波利用同向分量、正交分量分别对两个正交的载波进行进行2PSK调制，最后将结果叠加。调制，最后将结果叠加。本讲稿第七页，共六十一页QPSK调制和OQPSK调制的相

6、位图 如图如图(a)所示，所示，QPSK信号的相位在信号的相位在4种可能的种可能的相位上跳变，跳变量可能为相位上跳变，跳变量可能为/2或或。当跳变量。当跳变量为为时发生相位翻转，引起最大包络起伏。时发生相位翻转，引起最大包络起伏。本讲稿第八页，共六十一页OQPSK调制表达式 其中其中I(t)表示同相分量表示同相分量；表示正交分量，表示正交分量，它相对于同相分量偏移它相对于同相分量偏移Ts/2。由于同相分量和正交分量不能同时发生变化，相邻由于同相分量和正交分量不能同时发生变化，相邻一个比特信号的相位只可能发生一个比特信号的相位只可能发生/2的变化。的变化。从而消除了相位翻转从而消除了相位翻转的现

7、象。的现象。本讲稿第九页，共六十一页OQPSK的I、Q信道波形及相位路径 消除了相位翻转现象后，消除了相位翻转现象后，OQPSK信号中包络的最大值与最小值之信号中包络的最大值与最小值之比约为比约为 ，不再有很大的包络起伏。，不再有很大的包络起伏。本讲稿第十页，共六十一页OQPSK的调制、解调原理本讲稿第十一页，共六十一页OQPSK和QPSK的比较p均采用相干解调，理论上误码性能相同。均采用相干解调，理论上误码性能相同。p频带受限的频带受限的OQPSK信号包络比频带受限的信号包络比频带受限的QPSK信号的小，经限幅放大后功率谱展宽的少，信号的小，经限幅放大后功率谱展宽的少，所以所以OQPSK的性

8、能优于的性能优于QPSK。p实际中，实际中，OQPSK比比QPSK应用更广泛应用更广泛。pOQPSK信号不能接受差分检测，接收机的设计比信号不能接受差分检测，接收机的设计比较复杂。较复杂。本讲稿第十二页，共六十一页8.28.2/4四相相移键控（/4-QPSK）/4-QPSK调制是对调制是对OQPSK和和QPSK在最大相在最大相位变化上进行折衷，是在位变化上进行折衷，是在QPSK和和OQPSK基础上基础上发展起来的。发展起来的。p与与QPSK和和OQPSK相比的优势相比的优势n最大相位改变为最大相位改变为45或或135，比，比QPSK相位变化小，相位变化小，改善了功率谱特性。改善了功率谱特性。n

9、改进了解调方式。改进了解调方式。QPSK和和OQPSK只能采用相干解调，只能采用相干解调，/4-QPSK可以采用相干解调和非相干解调。可以采用相干解调和非相干解调。n功率效率高，抗干扰能力强。能有效地提高频谱利用功率效率高，抗干扰能力强。能有效地提高频谱利用率，增大系统容量。率，增大系统容量。本讲稿第十三页，共六十一页/4-QPSK调制信号的相位点p已调信号的相位被均匀地分配为相距已调信号的相位被均匀地分配为相距/4的的8个相个相位点，如下图：位点，如下图：p8个相位点分为两组，每组中各相位点相距个相位点分为两组，每组中各相位点相距/2。p已调信号只能在不同组之间交替跳变，相位跳变已调信号只能

10、在不同组之间交替跳变，相位跳变值只有值只有45和和135四种取值四种取值。本讲稿第十四页，共六十一页设已调信号为设已调信号为分析分析式中，式中，为为 kTt(k+1)T 间的附加相位。间的附加相位。将上式展开，得到将上式展开，得到 其中，其中，为是前一码元附加相位为是前一码元附加相位 与当前码元相位跳变量与当前码元相位跳变量 之之和，可表示为：和，可表示为：本讲稿第十五页，共六十一页设当前码元的两正交信号分别表示为设当前码元的两正交信号分别表示为令前一码元的两正交信号为令前一码元的两正交信号为 Ik-1=cosk-1，Qk-1=sink-1 则当前码元信号可表示为则当前码元信号可表示为 由此可

11、知，当前码元的信号（由此可知，当前码元的信号（Ik，Qk）不仅与当前码元相位跳变）不仅与当前码元相位跳变量有关，还与前一码元的信号（量有关，还与前一码元的信号（Ik-1，Qk-1）有关，即与信号变）有关，即与信号变换电路的输入码组有关。换电路的输入码组有关。本讲稿第十六页，共六十一页双比特信息Ik,Qk和相邻码元之间相位跳变 之间的关系 由表可见，码元转换时刻的相位跳变量只有由表可见，码元转换时刻的相位跳变量只有/4和和3/4共共4种取值，不可能产生如种取值，不可能产生如QPSK信号信号的相位跳变，从而使得信的相位跳变，从而使得信号的频谱特性得到较大改善。号的频谱特性得到较大改善。Ik,Qk与

12、与 的对应关系的对应关系本讲稿第十七页，共六十一页/4-QPSK信号的产生同相分量同相分量Ik 和正交分量和正交分量Qk 通过脉冲成形滤波器后，分别形成进通过脉冲成形滤波器后，分别形成进入入QPSK调制器的同相分量调制器的同相分量I(t)和正交分量和正交分量Q(t)，然后对两个相互，然后对两个相互正交的载波调制，产生正交的载波调制，产生/4-QPSK信号。信号。调制前，二元信息经过串调制前，二元信息经过串/并变换分成两路，再经过电平变换并变换分成两路，再经过电平变换形成同相分量形成同相分量Ik 和正交分量和正交分量Qk，这里的电平变换又称为信号，这里的电平变换又称为信号映射。映射。本讲稿第十八

13、页，共六十一页全数字式/4-QPSK调制器本讲稿第十九页，共六十一页全数字式/4-QPSK调制器 载波信号发生器将产生相位为载波信号发生器将产生相位为0、/4、/2、7/4等等8种种载波信号，固定送给相位选择器载波信号，固定送给相位选择器D0、D1、，D7。地址码发生器由编码电路和延迟电路组成，编码器完成双比特地址码发生器由编码电路和延迟电路组成，编码器完成双比特Ik、Qk输入和输入和3比特比特Ak、Bk、Ck输出之间的转换，延迟电路完成相输出之间的转换，延迟电路完成相对码变换。对码变换。3比特共有比特共有8种取值，每种取值对应控制种取值，每种取值对应控制8选选1相位选择器，把所需的相位选择器

14、，把所需的载波选取出来，再经滤波器形成载波选取出来，再经滤波器形成/4-QPSK输出信号。输出信号。由于信息包含在两个抽样瞬间的载波相位差之中，故解调时只需由于信息包含在两个抽样瞬间的载波相位差之中，故解调时只需检测这个相位差。这种解调器具有电路简单，工作稳定，易于集成等检测这个相位差。这种解调器具有电路简单，工作稳定，易于集成等特点。特点。本讲稿第二十页，共六十一页/4-QPSK非相干差分延迟解调 优点在于不需要载波提取，可简化接收机设计。且在存在优点在于不需要载波提取，可简化接收机设计。且在存在多径衰落时，性能优于多径衰落时，性能优于OQPSK。本讲稿第二十一页，共六十一页8.3 8.3

15、最小频移键控（MSK）最小频移键控（最小频移键控（MSK）是）是2FSK的改进，它是的改进，它是二进制连续相位频移键控的一种特殊情况。二进制连续相位频移键控的一种特殊情况。本节内容提要本节内容提要p引言引言p8.3.1 MSK信号的正交性信号的正交性 p8.3.2 MSK信号的相位连续性信号的相位连续性 p8.3.3 MSK信号的产生与解调信号的产生与解调 p8.3.4 MSK信号的功率谱特性信号的功率谱特性 本讲稿第二十二页，共六十一页引言pFSK的不足之处的不足之处n频带利用率低。所占频带宽度比频带利用率低。所占频带宽度比2PSK大。大。n存在包络起伏。用开关法产生的存在包络起伏。用开关法

16、产生的2FSK信号其相邻码元信号其相邻码元的载波波形的相位可能不连续，会出现包络的起伏的载波波形的相位可能不连续，会出现包络的起伏。n2FSK信号的两种波形不一定保证严格正交。信号的两种波形不一定保证严格正交。pMSK信号的特点信号的特点nMSK信号的包络恒定不变。信号的包络恒定不变。nMSK是调制指数为是调制指数为0.5的正交信号，频率偏移等于的正交信号，频率偏移等于（1/4Ts）Hz。nMSK波形的相位在码元转换时刻是连续的波形的相位在码元转换时刻是连续的 nMSK波形的附加相位在一个码元持续时间内线性地变波形的附加相位在一个码元持续时间内线性地变化化/2。本讲稿第二十三页，共六十一页8.

17、3.1 MSK信号的正交性 MSK信号可以表示为信号可以表示为,式中，式中，表示载频；表示载频；表示相对载频的频偏；表示相对载频的频偏；表表示第示第k个码元的起始相位；个码元的起始相位；ak=1是数字基带信号；是数字基带信号；称为附称为附加相位函数，它是除载波相位之外的附加相位。加相位函数，它是除载波相位之外的附加相位。本讲稿第二十四页，共六十一页当当ak=+1时，信号频率为时，信号频率为当当ak=-1时，信号频率为时，信号频率为因此可计算出频差为因此可计算出频差为即最小频差等于码元传递速率的一半。即最小频差等于码元传递速率的一半。对应的调制指数为对应的调制指数为本讲稿第二十五页，共六十一页8

18、.3.2 MSK信号的相位连续性根据相位根据相位 的连续条件，要求在的连续条件，要求在 时满足时满足可以得到可以得到 可见，可见，MSK信号在第信号在第k个码元的起始相位不仅与当前的个码元的起始相位不仅与当前的 有关，还与前面的有关，还与前面的 和和 有关。有关。本讲稿第二十六页，共六十一页为简便起见，设第一个码元的起始相位为为简便起见，设第一个码元的起始相位为0，则，则或或 以下讨论在每个码元间隔以下讨论在每个码元间隔Ts内相对于载波相位的附加相位函数内相对于载波相位的附加相位函数的变化的变化 由由 可知，可知，是是MSK信号的总相位减去随时间线性增长信号的总相位减去随时间线性增长的载波相位

19、得到的剩余相位，它是一个直线方程式。的载波相位得到的剩余相位，它是一个直线方程式。在一个码元间隔内在一个码元间隔内 当当 时，时，增大增大 当当 时，时，减小减小（MSK 相位网格图）相位网格图）本讲稿第二十七页，共六十一页例例8-1 已知载波频率已知载波频率fc=1.75/Ts，初始相位，初始相位 。解：解：(1)当当ak=-1时，信号频率时，信号频率f1为为当当ak=+1时，信号频率时，信号频率f2为为(2)最小频差最小频差 它等于码元传递速率的一半。它等于码元传递速率的一半。(1)当数字基带信号当数字基带信号ak=1时，时，MSK信号的两个频率信号的两个频率f1和和f2分别分别是多少？是

20、多少？(2)对应的最小频差及调制指数是多少？对应的最小频差及调制指数是多少？(3)若基带信号为若基带信号为+1-1-1+1+1+1，画出相应的，画出相应的MSK信号波形。信号波形。本讲稿第二十八页，共六十一页 调制指数为调制指数为(3)根据以上计算结果，可以画出相应的根据以上计算结果，可以画出相应的MSK波形波形 “+1”和和“-1”对应对应MSK波形相位在码元转换时刻是连续的，而且波形相位在码元转换时刻是连续的，而且在一个码元期间所对应的波形恰好相差在一个码元期间所对应的波形恰好相差1/2载波周期。载波周期。本讲稿第二十九页，共六十一页8.3.3 MSK信号的产生与解调信号的产生与解调 考虑

21、到考虑到 ,或或 ，MSK信号可以用两个正交分量表示为信号可以用两个正交分量表示为式中，式中，为同相分量；为同相分量；为正交分量。为正交分量。由此可以得到由此可以得到MSK信号的产生框图。信号的产生框图。本讲稿第三十页，共六十一页MSK信号的产生方框图 图中输入数据序列为图中输入数据序列为ak，它经过差分编码后变成序列，它经过差分编码后变成序列ck。经过串经过串/并转换，将一路延迟并转换，将一路延迟Ts，得到相互交错一个码元宽度的两路信号，得到相互交错一个码元宽度的两路信号Ik和和Qk。加权函数加权函数 和和 分别对两路数据信号分别对两路数据信号Ik和和Qk进行加权，加进行加权，加权后的两路信

22、号再分别对正交载波权后的两路信号再分别对正交载波 和和 进行调制，调制后的进行调制，调制后的信号相加再通过带通滤波器，就得到信号相加再通过带通滤波器，就得到MSK信号。信号。本讲稿第三十一页，共六十一页 MSK解调 p由于由于MSK信号是一种信号是一种FSK信号，所以它可以采用相干解调和非信号，所以它可以采用相干解调和非相干解调。相干解调。MSK信号经带通滤波器滤除带外噪声，然后借助正交的相干载波与输入信号经带通滤波器滤除带外噪声，然后借助正交的相干载波与输入信号相乘，将信号相乘，将Ik和和Qk两路信号区分开，再经低通滤波后输出。同相支路在两路信号区分开，再经低通滤波后输出。同相支路在 2kT

23、s 时刻抽样，正交支路在时刻抽样，正交支路在(2k+1)Ts时刻抽样，判决器根据抽样后的信号极性进时刻抽样，判决器根据抽样后的信号极性进行判决，大于行判决，大于0判为判为“1”，小于，小于0判为判为“0”，经串，经串/并变换，变为串行数据。并变换，变为串行数据。与调制器相对应，因在发送端经差分编码，故接收端输出需经差分译码后，与调制器相对应，因在发送端经差分编码，故接收端输出需经差分译码后，即可恢复原始数据。即可恢复原始数据。本讲稿第三十二页，共六十一页8.3.4 MSK信号的功率谱特性信号的功率谱特性经推导经推导,MSK信号的归一化双边功率频谱密度信号的归一化双边功率频谱密度 的表达式为的表

24、达式为 式中，式中，fc为载频，为载频，Ts为码元宽度。为码元宽度。按照上式可以画出按照上式可以画出MSK信号的功率谱曲线。信号的功率谱曲线。本讲稿第三十三页，共六十一页 图中实线为图中实线为MSK功率谱曲线。图中横坐标是以载频为中心画的，即横坐标代表频率功率谱曲线。图中横坐标是以载频为中心画的，即横坐标代表频率 ；Ts表示二进制码元间隔。表示二进制码元间隔。图中还给出了其他几种调制信号的功率谱密度曲线作为比较。由图可图中还给出了其他几种调制信号的功率谱密度曲线作为比较。由图可见，与见，与QPSK和和OQPSK信号相比，信号相比，MSK信号功率谱更为集中，即其旁瓣信号功率谱更为集中，即其旁瓣下

25、降得更快。故它对相邻频道的干扰较小。下降得更快。故它对相邻频道的干扰较小。具体的计算数据表明，包含具体的计算数据表明，包含99%信号功率的带宽近似值中，信号功率的带宽近似值中，MSK最小，最小，约为约为1.2/Ts；QPSK及及OQPSK其次，为其次，为6/Ts；BPSK最大，为最大，为9/Ts。由此可见，由此可见，MSK信号的带外功率下降非常快。信号的带外功率下降非常快。本讲稿第三十四页，共六十一页8.4 高斯最小频移键控（GMSK）pMSK信号的不足：信号的不足：n虽然包络恒定，带外功率谱密度下降快，但在一些通虽然包络恒定，带外功率谱密度下降快，但在一些通信场合还不能满足需要信场合还不能满

26、足需要p例如在移动通信中，例如在移动通信中，MSK所占带宽和频谱的带外衰减速度仍所占带宽和频谱的带外衰减速度仍不能满足需要，以至于在不能满足需要，以至于在25kHz信道间隔内传输信道间隔内传输16kbit/s的数字的数字信号时，将会产生邻道干扰。信号时，将会产生邻道干扰。p对对MSK调制方式的改进调制方式的改进n在频率调制之前，用一个高斯型低通滤波器对基带信在频率调制之前，用一个高斯型低通滤波器对基带信号进行预滤波，滤除高频分量，使得功率谱更加紧凑。号进行预滤波，滤除高频分量，使得功率谱更加紧凑。p新的调制方式：高斯最小频移键控（新的调制方式：高斯最小频移键控（GMSK）。）。本讲稿第三十五页

27、，共六十一页高斯型滤波器的传输函数为高斯型滤波器的传输函数为式中，式中，B为高斯滤波器的为高斯滤波器的3dB带宽。带宽。将上式作傅里叶逆变换，得到此滤波器的冲击响应为：将上式作傅里叶逆变换，得到此滤波器的冲击响应为：式中，式中，。由于。由于 为高斯型特性，故称为高斯型滤波为高斯型特性，故称为高斯型滤波器。器。习惯上使用习惯上使用BTs来作为来作为GMSK的重要指标。其中，的重要指标。其中，B为为3dB带宽，带宽，Ts为码元间隔。为码元间隔。BTs表明了滤波器的表明了滤波器的3dB带宽与码元速率的关系，带宽与码元速率的关系，例如，例如，BTs=0.5就表示滤波器的就表示滤波器的3dB带宽是码元速

28、率的带宽是码元速率的0.5倍。倍。本讲稿第三十六页，共六十一页GMSK信号的功率谱 pGMSK信号的功率谱很信号的功率谱很难分析计算。难分析计算。p用计算机仿真的方法得到用计算机仿真的方法得到的结果如图的结果如图.分析：分析：GMSK具有功率谱集中的优点。具有功率谱集中的优点。GMSK信号频谱特性的改善是以降低误比特率性能为代价的，预滤波器的带宽越信号频谱特性的改善是以降低误比特率性能为代价的，预滤波器的带宽越窄，输出功率谱就越紧凑，但同时码间串扰（窄，输出功率谱就越紧凑，但同时码间串扰（ISI）也越明显，即）也越明显，即BTs值越小，码值越小，码间串扰越大，误比特率性能也会变得越差。在实际应

29、用中间串扰越大，误比特率性能也会变得越差。在实际应用中BTs应该折衷选择。应该折衷选择。本讲稿第三十七页，共六十一页8.5 正交幅度调制（QAM）p多进制的相位键控（多进制的相位键控（MPSK）调制的特点）调制的特点n在带宽和功率占用方面都具有优势，即带宽占用小和比在带宽和功率占用方面都具有优势，即带宽占用小和比特信噪比要求低。特信噪比要求低。n随着进制数随着进制数M的增加其误比特率难于保证。的增加其误比特率难于保证。p正交幅度调制（正交幅度调制（QAM）技术）技术n采用正交载波技术传输采用正交载波技术传输ASK信号，可使得频带利用率提信号，可使得频带利用率提高一倍。高一倍。n再结合多进制与其

30、它技术，可进一步提高频带利用率，再结合多进制与其它技术，可进一步提高频带利用率，并改善并改善M较大时的抗噪声性能。较大时的抗噪声性能。n它是一种幅度和相位联合键控的调制方式。它是一种幅度和相位联合键控的调制方式。本讲稿第三十八页，共六十一页分析 在在QAM调制中，载波的幅度和相位两个参量同时受基带信号控调制中，载波的幅度和相位两个参量同时受基带信号控制在一个码元中的信号可以表示为制在一个码元中的信号可以表示为 上式可展开为上式可展开为 令令得到得到上式中，上式中，Xk、Yk 也是可以取多个离散值的变量。也是可以取多个离散值的变量。正交幅度调制是用两路独立的基带数字信号作为调制信号，对两正交幅度

31、调制是用两路独立的基带数字信号作为调制信号，对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，它利用已调个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，它利用已调信号的正交性质来实现两路并行的数字信息传输。信号的正交性质来实现两路并行的数字信息传输。本讲稿第三十九页，共六十一页星座图 QAM信号的表示：信号的表示：p若若QAM的同相和正交支路都采用二进制信号，则信号空间中的坐标的同相和正交支路都采用二进制信号，则信号空间中的坐标点数目（状态数）点数目（状态数）M=4，记为，记为4QAM。p 同相和正交支路都采用四进制信号将得到同相和正交支路都采用四进制信号将得到16QAM信号。信号。p 以此类推

32、，两条支路都采用以此类推，两条支路都采用L进制信号将得到进制信号将得到MQAM信号，其中信号，其中M=L2。矢量端点的分布图称为星座图。矢量端点的分布图称为星座图。通常用星座图来描述通常用星座图来描述QAM信号的信号空间分布状态。信号的信号空间分布状态。本讲稿第四十页，共六十一页16QAM星座图分析 对于对于16QAM来说，有多种分布形式的信号星座图。来说，有多种分布形式的信号星座图。p方型方型16QAM星座图，也称为标准型星座图，也称为标准型16QAM。p星型星型16QAM星座。星座。方型星座图中，信号点共有方型星座图中，信号点共有3种振幅值和种振幅值和12种相位值。种相位值。星型星座图中，

33、信号点共有星型星座图中，信号点共有2种振幅值和种振幅值和8种相位值。种相位值。比较：在无线移动通信的环境中，存在多径效应和各种干扰，信号振幅和相比较：在无线移动通信的环境中，存在多径效应和各种干扰，信号振幅和相位的取值种类越多，受到的影响越大，接收端越难以恢复原信号，这使得在位的取值种类越多，受到的影响越大，接收端越难以恢复原信号，这使得在衰落信道中，星型衰落信道中，星型16QAM比方型比方型16QAM更具有吸引力。更具有吸引力。本讲稿第四十一页，共六十一页若所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为若所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为 假设两种星座图的信号点之间的最小距离都为假设两种

34、星座图的信号点之间的最小距离都为2，对于方型对于方型16QAM，信号平均功率为，信号平均功率为 对于星型对于星型16QAM，信号平均功率为，信号平均功率为 由此可见，方型比星型由此可见，方型比星型16QAM的功率小的功率小1.4dB，而且方型星座的而且方型星座的MQAM信号的产生及解调比较容易实现。信号的产生及解调比较容易实现。方型星座的方型星座的MQAM信号在实际通信中得到了广泛的应用。信号在实际通信中得到了广泛的应用。本讲稿第四十二页，共六十一页当当M分别为分别为4 16 32 64时，时，MQAM信号的星座图信号的星座图 为了传输和检测方便，同相和正交支路的为了传输和检测方便，同相和正交

35、支路的L进制码元一般为双极性码元，其间隔相同。进制码元一般为双极性码元，其间隔相同。当当L为偶数时，为偶数时，L个信号电平取为个信号电平取为1、3、（L-1）。）。如果如果M=L2为为2的偶数次方，则方型星座的的偶数次方，则方型星座的MQAM信号可等效为同相和正交支路的信号可等效为同相和正交支路的L进制抑制载波的进制抑制载波的ASK信号之和。信号之和。如果状态数如果状态数ML2，比如，比如M=32，亦需利用，亦需利用36QAM的星座图，将最远的角顶上的的星座图，将最远的角顶上的4个星座点空置，可以在同样的抗噪声性能下节省发送功率。个星座点空置，可以在同样的抗噪声性能下节省发送功率。本讲稿第四十

36、三页，共六十一页MQAM信号功率谱pMQAM信号是由同相和正交支路的信号是由同相和正交支路的 进制的进制的ASK信号叠加而成，信号叠加而成，所以它的功率谱是两支路信号功率谱的叠加。所以它的功率谱是两支路信号功率谱的叠加。第一零点带宽（主瓣宽度）为第一零点带宽（主瓣宽度）为 ，即码元频带利用率为，即码元频带利用率为（baud/Hz）所以，所以，MQAM信号的信息频带利用率为信号的信息频带利用率为 利用已调信号的正交性，利用已调信号的正交性，MQAM实现了两路数字信息在同实现了两路数字信息在同一带宽内的并行传输，所以与一路一带宽内的并行传输，所以与一路L进制的进制的ASK信号相比较，信号相比较，相

37、同带宽的相同带宽的MQAM信号可以传送信号可以传送2倍的信息量。倍的信息量。本讲稿第四十四页，共六十一页PSK和QAM的抗噪声性能比较分析p在矢量图中可以看出各信号点之间的欧式距离，在矢量图中可以看出各信号点之间的欧式距离，相邻点的最小距离直接代表噪声容限的大小。相邻点的最小距离直接代表噪声容限的大小。p随着进制数随着进制数M的增加，在信号空间中各信号点间的增加，在信号空间中各信号点间的最小距离减小，相应的信号判决区域随之减小。的最小距离减小，相应的信号判决区域随之减小。p当信号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误当信号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误概率将随之增大。概率将随之增大。p对相

38、同进制数的对相同进制数的PSK和和QAM的抗噪声性能可进行的抗噪声性能可进行具体的比较。具体的比较。本讲稿第四十五页，共六十一页分析 假设已调信号的最大幅度为假设已调信号的最大幅度为1，则，则MPSK信号星座图上信号点间信号星座图上信号点间的最小距离为的最小距离为MQAM信号方型星座图上信号点间的最小距离为信号方型星座图上信号点间的最小距离为 式中，式中，L为星座图上信号点在水平轴或垂直轴上投影的电平数，为星座图上信号点在水平轴或垂直轴上投影的电平数，M=L2。可以看出，当可以看出，当M=4时，时，4PSK和和4QAM的星座图相同，的星座图相同，本讲稿第四十六页，共六十一页 当当M=16时，假

39、设最大功率（最大幅度）相同，在最大幅度为时，假设最大功率（最大幅度）相同，在最大幅度为1的条的条件下件下 可见，可见，超过超过 大约大约1.6dB。实际上，一般在平均功率相同的条件下来比较各信号点之间实际上，一般在平均功率相同的条件下来比较各信号点之间的最短距离。的最短距离。可以证明，可以证明，MQAM信号的最大功率与平均功率之比为信号的最大功率与平均功率之比为 当当M=16时，这个比值为时，这个比值为1.8，即，即2.55 dB。表明。表明16QAM系统的抗系统的抗干扰能力优于干扰能力优于16PSK。本讲稿第四十七页，共六十一页8.6 正交频分复用（OFDM）本节目录：本节目录：p8.6.1

40、 多载波调制技术多载波调制技术p8.6.2 正交频分复用技术正交频分复用技术本讲稿第四十八页，共六十一页引言p前述各种调制系统在某一时刻都只用单一的载波频率来发送信号，前述各种调制系统在某一时刻都只用单一的载波频率来发送信号，信道不理想时，会造成信号的失真和码间串扰。信道不理想时，会造成信号的失真和码间串扰。p多载波传输技术，把信道分成多个子信道，将基带码元均匀分多载波传输技术，把信道分成多个子信道，将基带码元均匀分散到每个子信道中对载波进行调制传输。散到每个子信道中对载波进行调制传输。p1957年出现了使用年出现了使用20个子载波并行传输低速率码元的多载波系个子载波并行传输低速率码元的多载波

41、系统，克服了短波信道上的严重多径效应，复杂度高。统，克服了短波信道上的严重多径效应，复杂度高。p20世纪世纪80年代，人们提出了采用离散傅里叶变换来实现多个年代，人们提出了采用离散傅里叶变换来实现多个载波的调制，简化了系统结构，使得正交分频复用（载波的调制，简化了系统结构，使得正交分频复用（OFDM）多载波调制技术趋于实用化。多载波调制技术趋于实用化。pOFDM是当今能提供高速率传输的各种无线解决方案最有前途是当今能提供高速率传输的各种无线解决方案最有前途的方案之一，已经被列为第的方案之一，已经被列为第4代（代（4G）移动通信的关键技术。）移动通信的关键技术。本讲稿第四十九页，共六十一页8.6

42、.1 多载波调制技术多载波调制技术p多载波调制技术是一种并行体制多载波调制技术是一种并行体制 p将高速率数据序列经串将高速率数据序列经串/并变换后分为若干路低速数据流并变换后分为若干路低速数据流 p每路低速数据采用一个独立的载波进行调制，叠加在一起构成每路低速数据采用一个独立的载波进行调制，叠加在一起构成发送信号发送信号 p在接收端用同样数量的载波对发送信号进行相干接收在接收端用同样数量的载波对发送信号进行相干接收 p获得低速率信息数据后，再通过并获得低速率信息数据后，再通过并/串变换得到原来的高速信号串变换得到原来的高速信号 本讲稿第五十页，共六十一页与单载波系统比，多载波调制技术的优点：p

43、抗多径干扰和频率选择性衰落的能力强。抗多径干扰和频率选择性衰落的能力强。n串串/并变换降低了码元速率，从而增大了码元宽度，减并变换降低了码元速率，从而增大了码元宽度，减少了多径时延在接收信息码元中所占的相对百分比，少了多径时延在接收信息码元中所占的相对百分比，以削弱多径干扰对传输系统性能的影响。以削弱多径干扰对传输系统性能的影响。n如果在每一路符号中插入保护时隙大于最大时延，可如果在每一路符号中插入保护时隙大于最大时延，可以进一步消除符号间干扰（以进一步消除符号间干扰（ISI）。）。p可以采用动态比特分配技术，即优质信道多传输，可以采用动态比特分配技术，即优质信道多传输，较差信道少传输，劣质信

44、道不传输的原则，可使较差信道少传输，劣质信道不传输的原则，可使系统达到最大比特率。系统达到最大比特率。本讲稿第五十一页，共六十一页多载波调制方式中子载波设置的方案p传统频分复用方案传统频分复用方案 n将整个频带划分为将整个频带划分为N个互不重叠的子信道。在接收端可个互不重叠的子信道。在接收端可以通过滤波器组进行分离。以通过滤波器组进行分离。p偏置偏置QAM方案方案 n在在3dB处载波频谱重叠，其复合谱是平坦的。处载波频谱重叠，其复合谱是平坦的。p正交频分复用（正交频分复用（OFDM）方案，要求各子载波保持）方案，要求各子载波保持相互正交相互正交 n是一种高效的调制技术，适合在多径传播和多普勒频

45、是一种高效的调制技术，适合在多径传播和多普勒频移的无线移动信道中传输高速数据。移的无线移动信道中传输高速数据。n具有较强的抗多径传播和频率选择性衰落的能力，并具有较强的抗多径传播和频率选择性衰落的能力，并有较高的频谱利用率有较高的频谱利用率 本讲稿第五十二页，共六十一页p传统的频分复用方案和偏置传统的频分复用方案和偏置QAM方案示意图方案示意图 (a)为传统的频分复用方案，它将整个频带划分为为传统的频分复用方案，它将整个频带划分为N个互不重叠的个互不重叠的子信道。在接收端可以通过滤波器组进行分离。子信道。在接收端可以通过滤波器组进行分离。(b)为偏置为偏置QAM方案，它在方案，它在3dB处载波

46、频谱重叠，其符合谱是处载波频谱重叠，其符合谱是平坦的。平坦的。本讲稿第五十三页，共六十一页8.6.2 正交频分复用技术正交频分复用技术p正交频分复用（正交频分复用（OFDM）作为一种多载波传输技术，要求各子载波）作为一种多载波传输技术，要求各子载波保持相互正交。保持相互正交。pN个待发送的串行数据经过串个待发送的串行数据经过串/并变换之后得到码元周期为的并变换之后得到码元周期为的N路并行码，码型选用双极性非归零矩形脉冲路并行码，码型选用双极性非归零矩形脉冲。p然后用然后用N个子载波分别对个子载波分别对N路并行码进行路并行码进行2PSK调制，相加后得到调制，相加后得到发送信号。发送信号。本讲稿第

47、五十四页，共六十一页分析发送信号波形可表示为发送信号波形可表示为 其中，其中，An为第为第n路并行码；路并行码；为第为第n路码的子载波角频率，且路码的子载波角频率，且 。为了保证为了保证N个子载波相互正交，也就是在信道传输符号的持续时个子载波相互正交，也就是在信道传输符号的持续时间内它们乘积的积分值为间内它们乘积的积分值为0。由三角函数系的正交性，任意由三角函数系的正交性，任意2个子载波应满足的关系为个子载波应满足的关系为 因此，要求子载波频率间隔应满足因此，要求子载波频率间隔应满足本讲稿第五十五页，共六十一页OFDM信号的频谱结构 OFDM信号由信号由N个信号叠加而成，每个信号的频谱都是为以

48、子载波频个信号叠加而成，每个信号的频谱都是为以子载波频率为中心频率的率为中心频率的sinc函数。函数。相邻信号频谱之间有相邻信号频谱之间有1/Ts宽度的重叠。宽度的重叠。本讲稿第五十六页，共六十一页忽略旁瓣的功率，忽略旁瓣的功率，OFDM信号的频谱宽度为信号的频谱宽度为由于信道中每由于信道中每Ts 内传内传N个并行的码元，所以码元速率个并行的码元，所以码元速率所以码元频带利用率为所以码元频带利用率为可见，当可见，当N 1时，时，s 趋近于趋近于1。如果使用二进制符号传输，与用单个载波的串行体制相比，如果使用二进制符号传输，与用单个载波的串行体制相比，OFDM频带利用率提高近一倍。频带利用率提高

49、近一倍。本讲稿第五十七页，共六十一页OFDM的解调原理 在接收端，对在接收端，对 用频率为用频率为 (n)的正弦波在的正弦波在 进行相关运算，进行相关运算，可以得到各子载波上携带的信息可以得到各子载波上携带的信息An(n)，然后通过并然后通过并/串变换，恢串变换，恢复出发送的二进制数据序列。复出发送的二进制数据序列。图中的实现方法需要图中的实现方法需要N套正弦波发生器、调制器和相关解调器等设备，当套正弦波发生器、调制器和相关解调器等设备，当N很大时，所需设备将会十分复杂和昂贵，所以这种方法在实际中很难应用。很大时，所需设备将会十分复杂和昂贵，所以这种方法在实际中很难应用。本讲稿第五十八页，共六

50、十一页 用DFT实现OFDM的原理 p20世纪世纪80年代，人们发现可以采用离散傅里叶反变换（年代，人们发现可以采用离散傅里叶反变换（IDFT）来实）来实现多个载波的调制，接收端用离散傅里叶变换（现多个载波的调制，接收端用离散傅里叶变换（DFT）来实现解调，）来实现解调，从而降低从而降低OFDM系统的复杂度和成本，使得系统的复杂度和成本，使得OFDM技术更趋于实技术更趋于实用化。用化。将将改写为改写为 如果对如果对 sm(t)以以N/Ts的抽样速率进行抽样，则在的抽样速率进行抽样，则在 内得到内得到N点点离散序列离散序列 。这时，抽样间隔这时，抽样间隔T=Ts/N，则抽样时刻的，则抽样时刻的O