开关电源基础与应用第6章.ppt

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1、第6章 开关电源设计 第6章 开关电源设计 6.1 小功率开关电源 6.2 大功率开关电源 6.3 逆变电源 6.4 便携式开关电源 6.5 多输出高精度直流电源 6.6 通信系统电源 第6章 开关电源设计 6.1 小功率开关电源小功率开关电源6.1.1 50W电源设计电源设计本节以小型电源的设计为例，说明电源设计的方法。1电源设计指标电源设计指标典型小功率电源输入、输出参数如下：输入电压：AC 220V；输入电压变动范围：190240V；输入频率：50Hz；输出电压：12V；输出电流：2.5A。第6章 开关电源设计 控制电路形式为它激式，采用UC3842为PWM控制电路。电源开关频率的选择决

2、定了变换器的特性，开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。但随着频率的提高，诸如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗等会越来越突出，而且频率越高，对磁性材料的选择和参数设计的要求会越苛刻。另外，高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。在本电源中，选定工作频率为85kHz。第6章 开关电源设计 2电路结构的选择电路结构的选择小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路，电源结构简单，工作可靠，成本低。与单端反激式电路相比，单端正激式电路开关电流小，输出纹波小，更容易适应高频化。用电流型PWM控制芯片UC38

3、42构成的单端正激式开关稳压电源的主电路如图6-1所示。第6章 开关电源设计 图6-1 UC3842构成的单端正激式开关稳压电源主电路 第6章 开关电源设计 单端正激式开关稳压电源加有磁通复位电路，以释放励磁电路的能量。在图6-1中，开关管VT导通时VD1导通，次级绕组N2向负载供电，VD4截止，反馈电绕组N3的电流为零；VT关断时VD1截止，VD4导通，N3经电容C1滤波后向UC3842的7脚供电，同时初级绕组N1上产生的感应电动势使VD3导通并加在RC吸收回路。由于变压器中的磁场能量不像一般的RCD磁通复位电路消耗在电阻上，而是通过N3泄放，因此可达到减少发热、提高效率的目的。第6章 开关

4、电源设计 3变压器和输出电感的设计变压器和输出电感的设计依据UC3842应用方式，选用定时电阻RT=18k，定时电容CT=3300pF。确定开关频率f=30kHz，周期T=33.3s。选电源占空比D，得ton=TD=16.65s (6-1)选择磁芯截面积S=1.13cm2，磁路有效长度l=6.4cm，=2000(MXO材料)，则电感系数为(6-2)变压器初级绕组匝数N1为(6-3)第6章 开关电源设计 初级绕组电感为mH 次级绕组匝数为(6-4)式中：UVD1为整流二极管VD1的压降，UL为输出电感L的压降。取UVD1+UL=0.7V，代入式(6-4)，得N2=28匝。由式(6-2)，次级绕组

5、电感为mH(6-5)第6章 开关电源设计 设开关管断开时，N1两端感应电动势e=300V；反馈绕组向UC3842的7脚提供工作电压，设电容C1上的电压UC=16V，由N3=(UC/e)N1，得N3，取8匝。变压器次级电流为矩形波，其有效值为(6-6)导线电流密度取4A/mm2，所需绕组导线截面积为1.77/4 0.44mm2。同样可选择初级绕组导线，初级电流有效值为(6-7)第6章 开关电源设计 第6章 开关电源设计 第6章 开关电源设计 5反馈电路的设计反馈电路的设计电流反馈电路采用电流互感器，通过检测开关管上的电流作为采样电流，原理如图6-2所示。电流互感器的输出分为电流瞬时值反馈和电流平

6、均值反馈两路，R2上的电压反映电流瞬时值。开关管上的电流变化会使UR2变化，UR2接入UC3842的保护输入端3脚，当UR2=1V时，UC3842芯片的输出脉冲将关断。通过调节R1、R2的分压比可改变开关管的限流值，实现电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。输出脉冲关断，实现对电流平均值的保护，属于截流式保护。两种过流保护互为补充，使电源更为安全可靠。采用电流互感器采样，使控制电路与主电路隔离，同时与电阻采样相比降低了功耗，有利于提高整个电源的效率。第6章 开关电源设计 电压反馈电路如图6-3所示。输出电压通过集成稳压器TL431和光电耦合器反馈到UC3842的1脚，调节R1、R2的分压比可

7、设定和调节输出电压，达到较高的稳压精度。如果输出电压Uo升高，集成稳压器TL431的阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即UC3842的1脚对地的分流变大，UC3842的输出脉宽相应变窄，输出电压Uo减小。同样，如果输出电压Uo减小，可通过反馈调节使之升高。第6章 开关电源设计 图6-2 电流反馈电路 第6章 开关电源设计 图6-3 电压反馈电路 第6章 开关电源设计 6保护电路的设计保护电路的设计图6-4所示为变压器过热保护电路，NTC为测变压器温度的一个负温度系数的热敏电阻。由NTC、R2、运放A1构成滞环比较器。在正常工作时，变压器温度正常，NTC的阻值较大，运放两输

8、入端电压U+U-，运放的输出电压较高，使三极管VT饱和导通，将电源内部的假负载R7自动接入。当电源接入负载RL时，R8上的压降使U+，T为交流电的周期。此时输出电压为UdU (6-25)第6章 开关电源设计 2掉电保护电路的设计与参数计算掉电保护电路的设计与参数计算为了在瞬间掉电时不丢失信息，要求电源具有掉电保护功能，如要求电源正常供电时提供一低电平，而在掉电瞬间电压由+5V下降到4.6V这一期间提供并维持一高电平。掉电保护电路如图6-16所示。该电路为DC/DC变换模块，其中二极管VD1的作用是防止输入电源的正、负极插错以及阻止C1向输入侧放电。OC1选用4N27光电耦合器，用以隔离输入、输

9、出地线。第6章 开关电源设计 图6-16 掉电保护电路 第6章 开关电源设计 第6章 开关电源设计 3模块输出电压调节模块输出电压调节微波发生器电源的DC/DC变换模块为了使用方便，设置了输出电压调节端。当输出电流较大、传输线路较长时，为弥补线路上的压降，需要将输出电压调高。组件的+5V电源设置有调压电阻R3，调节原理如图6-17所示。调节过程就是改变基准电压，电阻R3基准电压调高后，输出电压将同比例提高。第6章 开关电源设计 图6-17 输出电压调整电路 第6章 开关电源设计 4保护电路保护电路VIC系列模块的VI-200系列设有过流、过压和过热保护电路，设置的过压保护电路采用图6-18所示

10、电路。图6-18 过压保护电路 第6章 开关电源设计 5电磁兼容性设计电磁兼容性设计电源的电磁兼容性(EMC)设计主要包括以下内容：(1)在输入端加EMI滤波器，以抑制传导干扰。(2)采用具有EMI功能的VIC前端模块。(3)在输入线之间加电容和在输入、输出端子与基板间加电容，分别抑制差模干扰和共模干扰。(4)良好的屏蔽是减少电磁辐射的有效措施，加宽、缩短大电流的功率线。微波发生器电源系统框图如图6-19所示。第6章 开关电源设计 图6-19 微波发生器电源系统框图 第6章 开关电源设计 6.4.3 机载小型电源的设计机载小型电源的设计1机载仪表电源的小型化设计实例机载仪表电源的小型化设计实例

11、机载仪表电源为一台DC/DC变换电源，它可将单一48V直流变换为多种直流，以供仪器所需。设计该电源时可采用模块电源组合实现。机载仪表对电源的技术要求如下：输入电压：48V；输出电压：+5V，15V，24V，60V；输出电流：5A，2A，1A，0.5A；稳压精度：1%，1%，1.5%，2%；纹波噪声峰-峰值：50mV，80mV，100mV；工作温度：55+60。第6章 开关电源设计 2电源部件的设计方案电源部件的设计方案由于该电源部件输出电压种类多，给定的外形尺寸小,且输入电压变化范围大,工作温度范围宽,所以必须选用小型、高可靠性的电源模块。(1)5V(5A)电源选用GAA电源模块。该模块输出为

12、5V(5A)，工作温度为55+100，采用金属壳封装，其性能满足设计要求。(2)15V(2A)电源选用VIC电源模块。该模块的输出为15V(3A),工作温度为-55+100，采用金属壳封装，其性能满足设计要求。(3)24V(1A)电源选用两块VIC电源模块。该模块的输出为24V(2A)，工作温度为55+100，其性能满足设计要求。(4)60V(0.5A)电源选用VIC电源模块。该模块输出为30V(1A)，将两块串联可得60V电压，工作温度均为55+100，其性能满足设计要求。第6章 开关电源设计 3电源电路的结构电源电路的结构图6-20所示为机载仪表电源结构图。图6-20 机载仪表电源结构图

13、第6章 开关电源设计 6.4.4 机载三相交流电源的设计机载三相交流电源的设计机载交流稳压电源的主要功能是为特种电子系统中的传感器提供交流激磁信号，要求性能稳定、体积小、重量轻、效率高、可靠性好。近几年来关于交流稳压电源研究的主要内容之一是线性谐振型技术及其改进，以及开关型交流稳压电源。线性谐振型通过LC谐振参量的改变使交流输出电压得到调整，以连续可调式获得优越的稳压性能。该电源主电路中不含电力半导体器件，线路简单，可靠性高。但是由于线性谐振型电源存在输入电压范围不够宽、源端空载无功电流和谐波电流较大以及容易发生振荡等缺点，因此其发展和应用受到了限制，特别是在大功率场合的应用比较少。第6章 开

14、关电源设计 开关型交流稳压电源采用了先进的高频开关电源技术，具有效率高、响应速度快等优点。它先将交流电整流成脉动的直流电，再通过高频脉宽调制技术，将脉动的直流电逆变成交流电，再通过相位跟踪与转换电路取得与输入侧同频同相的补偿电压，加在输入与输出之间，使输出电压稳定。这项技术成为当今交流稳压电源技术发展的方向。第6章 开关电源设计 1电路基本原理电路基本原理机载交流稳压电源是一种AC/AC变换器，其关键部分是单相48V、400Hz AC/AC变换稳压电路。设计该电源采用的是高频PWM斩波器调感法构成的新型交流稳压电源电路，具有产生谐波小、抗各类电磁干扰能力强、稳压精度高、动态响应快等诸多优点，其

15、电路原理如图6-21所示。第6章 开关电源设计 图6-21 高频PWM斩波器式稳压电源电路 第6章 开关电源设计 第6章 开关电源设计 当输入电压降低或负载加重引起输出电压降低时，D增大，L2、C2支路呈感性，支路电流在线性电感绕组N2上的压降与Ui同相，耦合到N3绕组上的电压UN3与Ui串联相加后补偿了输入电压的不足。当输入电压升高或负载减轻引起输出电压升高时，D减小，LX、C2支路呈容性，支路电流在线性电感绕组N2上的压降与Ui反相，耦合到N3绕组上的电压UN与Ui串联相减后抵消了过剩的输入电压。由以上分析可知，通过对输出电压进行采样闭环反馈，控制导通占空比D的大小，自动改变N3绕组上电压

16、的大小和相位，可实现输出电压的稳定。第6章 开关电源设计 2电路参数选择电路参数选择将L1和高频PWM斩波器支路等效为一电感LX后，则图6-21所示电路可认为是一线性电路，将其中的耦合电感L2、L3进行去耦等效，并忽略L4、C1滤波支路后，对等效电路运用基尔霍夫定律列回路方程，可解得(6-32)式中：第6章 开关电源设计 由于U与Uo同相，故忽略两者的相位差，可得(6-33)根据式(6-33)所提供的输入和输出电压之间的函数关系式，即可根据系统需求确定L1、L2、L3，从而设计出满足性能要求的主电路。在实际的电路参数选择中，为加快设计速度，提高设计质量，采用根据工程估算并结合仿真软件进行优化设

17、计的方法。第6章 开关电源设计 根据以下原则估算L1、L2、L3等的参数：(1)由L2、L3、C2等构成正弦能量分配网络，其自然谐振频率应设在输入源频率的2倍之间，以保证源频率变化对网络的影响较小。在本设计中，由于电源频率为400Hz，故网络谐振频率应取为520800Hz。(2)N3/N2是决定输入电压范围的主要参数。N3/N2过小时，输入电压的范围不够宽；N3/N2过大时，则导致系统的瞬态响应特性变坏，负载适应能力下降。实际的N3/N2取，可获得良好的瞬态响应性能和负载特性等。第6章 开关电源设计(3)电路中由于谐波失真等指标的限制，L1不能过小。在实际的开关控制中，由于采用的是高频PWM方

18、式，输出的高次谐波只要用小容量的电容器C3即可消除。当电源频率为400Hz时，PWM开关频率取80kHz。主电路选L1=20mH，C3=110pF，可滤掉高频斩波器中的高次谐波。(4)主电路的N4和C1支路具有滤波和减少电流波形失真的功能。电容C1的取值不可过大，若C1的值过分增大时，电路的调节极性将逆转，不再具有稳压功能。第6章 开关电源设计 3电路计算机仿真电路计算机仿真根据上述原则估算得出一组参数值后，在输出为AC 48V、400Hz、50VA的条件下，运用ISSPICE4模拟及数字混合电路仿真软件对主电路进行仿真。仿真电路如图6-22所示。在仿真电路中，分别用电压源E1和E2等效输入源

19、和PWM高频脉冲源，输出负载用一纯电阻等效。在输入分别为AC 55V/400Hz和AC 40V/400Hz的条件下，电路输入和输出的仿真波形如图6-23所示。第6章 开关电源设计 图6-22 主电路的仿真电路 第6章 开关电源设计 图6-23 仿真输入与输出电压波形 第6章 开关电源设计 6.5 多输出高精度直流电源多输出高精度直流电源设计多输出高精度直流电源时，要求每路输出回路具有高精度稳压和隔离，可采用多个双输出变换器来实现。每个双输出变换器都有单独的控制和保护环节，从结构上可视为一个独立的电源，但它们间的工作是通过同步电路和时序电路来协调的，用这种方法构成的电源实际上是一个电源系统。与单

20、个集中电源相比，其控制更加复杂，但性能更加优越。本节设计一个5路输出的电源，每路输出的电压、电流如表6-3所示。该电源采用3个变换器实现各路输出的精密稳压：用变换器实现输出1，为单输出电源；用变换器实现输出2、输出3和输出4，为三输出电源；用变换器实现输出5和两个+12V辅助电源，为三输出电源。其中变换器和变换器为有源钳位正激电路，变换器为反激电路，次级的整流二极管均采用肖特基二极管。第6章 开关电源设计 第6章 开关电源设计 6.5.1 系统的结构与原理系统的结构与原理图6-24是多输出高精度直流电源系统的结构图，由3个变换器、输入滤波器、同步电路和检测保护电路四大部分组成。每个变换器都构成

21、一个单独的可工作电源，用以提供相应的输出。图6-24所示系统的工作原理如下：在接通输入后，先由三极管和稳压管等构成的一线性稳压器启动变换器的PWM控制电路，产生具有最大占空比输出的信号去驱动变换器的主开关，从而使其触发一个D触发器，产生两列反相的方波，经微分后分别作为变换器和变换器的同步控制信号。这样使得变换器和变换器的工作频率相同，相位相差180。此电路的结构还可减小输入电流纹波。变换器和变换器的工作频率是100kHz，变换器的工作频率是200kHz。第6章 开关电源设计 图6-24 多输出高精度直流电源系统的结构图 第6章 开关电源设计 为了保证系统的可靠工作，系统设计有两套检测保护电路(

22、其输出信号分别为SD-DRV、SD-PWM)。其中检测保护电路用以防止输入过压或欠压，以及输出Uo5的过压。一旦这些故障发生后，便产生一个SD-DRV信号去关闭变换器和变换器的驱动电路，同时也关闭变换器的PWM控制器，结果是整个系统关机，从而保护系统的各个部分。另一检测保护电路则用来保护变换器和变换器的输出过压和过流，如果某个变换器产生过压或过流，则经由脉冲形成和放大部分组成的保护电路产生SD-PWM信号封锁变换器和变换器的PWM控制器，从而中止两个变换器的工作。第6章 开关电源设计 输入EMI滤波器的设计既要满足EMI的要求，又要满足输入浪涌电流以及系统稳定性的要求。由于接入EMI后，常常会

23、由于它的输出阻抗和后置变换器的输入阻抗的匹配问题而引起振荡，为消除振荡，常常要加大电容，从而会引起浪涌电流的增加，因此它的设计也需折衷考虑。第6章 开关电源设计 6.5.2 控制单元原理控制单元原理电源系统有3个功率级，其中两个采用有源钳位正激变换器，用以实现主要的输出，第三个则采用反激电路，以实现辅助电源和第5个输出。电源系统各部分控制电路的原理如下。1变换器变换器和变换器和变换器的的PWM控制电路控制电路变换器和变换器的PWM控制电路包括电压和电流检测电路、误差放大电路、斜坡补偿电路、PWM发生器、同步控制器和驱动器等。其中将驱动器放在变换器的初级，如图6-25所示。将其他控制单元放在变换

24、器的次级，而在它们之间采用一个脉冲变压器加以隔离，如图6-26所示。第6章 开关电源设计 图6-25 初级控制电路 第6章 开关电源设计 图6-26 次级控制电路 第6章 开关电源设计 两个UC1822A是集成PWM控制器，经由同步电路CD4013B、双D触发器产生的两列尖脉冲加至每一UC1822A的6脚，使两控制器产生同频且反相的控制信号，每个控制器都将检测的开关电流加上斜坡信号，由PWM输出信号端9脚产生，加至各自芯片的电流端7脚。电压信号UC1经取样电阻分压和误差放大器补偿后产生一输出信号加至3脚，此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWMV3、PWMV4，再由脉冲变压器隔离和初级驱

25、动器UC1707产生两路互补驱动脉冲，驱动变换器的主管和钳位管。合适的参数设计，尤其是电压补偿器和斜坡补偿的选择，将使系统稳定、可靠地工作。第6章 开关电源设计 2反激变换器的控制电路反激变换器的控制电路系统的变换器产生两个辅助电源UCCP、UCCS和一个主输出，两个辅助电源分别作为初级控制电路和次级控制电路的供电电源。其PWM控制同样采用UC1822A，原理与变换器和变换器的PWM控制相似，只是振荡频率是它们的两倍，用此信号分频后即可同步另外两个变换器。变换器的控制电路如图6-27所示。由于反激电路提供辅助电源，故需先用临时电源启动UC1822A，使它工作后，再断开临时电源，进入系统的自供运

26、行状态。这种工作方式与传统的反激式开关电源类似。第6章 开关电源设计 图6-27 变换器的控制电路 第6章 开关电源设计 3变换器变换器的磁放大器控制电路的磁放大器控制电路变换器是一个三输出变换器，它的第一个输出被用来反馈和控制初级开关的占空比，而另外两个输出的稳压则是通过磁放大器来实现的。具体的磁放大器控制电路如图6-28所示。它由UC1822A集成控制器和电压检测、误差放大、输出驱动等少量外围电路实现。这种多输出的稳压电路具有体积小、效率高和精度高等优点。第6章 开关电源设计 图6-28 磁放大器的控制电路 第6章 开关电源设计 4保护电路保护电路 本系统的保护电路主要由比较器和D触发器实

27、现，有下面几种保护功能：(1)输入过/欠压保护。保护电路动作的结果是封锁辅助电源的脉冲和关闭变换器与变换器的初级驱动器，如图6-29所示。当辅助电源停止工作时，次级输出电压UCCP将自动降为零，从而变换器和变换器的次级控制电路便被关断，而初级UCCP仍然存在，因此信号SD-DRV需同时关闭变换器和变换器的初级驱动器，实现系统的真正保护。第6章 开关电源设计 图6-29 输入保护电路 第6章 开关电源设计(2)变换器的输出过压和过流保护电路。保护电路动作的结果也是封锁它的PWM控制器和变换器和变换器的初级驱动电路，实现系统的完全断开，如图6-30所示。图6-30 变换器的保护电路 第6章 开关电

28、源设计(3)变换器和变换器的输出过压和过流保护电路。一旦产生故障，保护电路将产生一个SD-PWM信号去关闭这两个变换器，具体电路如图6-31所示。第6章 开关电源设计 图6-31 变换器、的保护电路 第6章 开关电源设计 6.6 通信系统电源通信系统电源通信系统的特点是需要多路低电压大电流共同输出的供电电源，如3.3V、2.5V，甚至1.8V。由于MCU或DSP的处理速率很高，因此消耗的电流也很大，如16路ADSI局端板的3.3V电源需要高达8A的电源，而1.8V电源需要的供电电流则更大。虽然传统的开关电源模块能够满足上述要求，但在成本、体积、热损耗等方面仍给电源的系统设计带来很高的要求。本节

29、分析几种优化的通信系统电源实际电路。第6章 开关电源设计 传统的通信产品需要的电源通常以+5V为主输出，但是随着高速、宽带通信系统的出现，DSP或MCU所需要的供电电压越来越低，内核电压已降至3.3V、2.5V，甚至1.8V。另外，为了能与外部芯片，例如FLASH、SDRAM等及其他外围器件接口，还需要5V、3.3V供电电压。对于这类需要多组电源供电的产品，电源设计面临着体积大、价格昂贵、低压大电流输出，特别是多路输出时效率较低等诸多挑战。如果完全采用电源模块，则会使产品成本增加、系统供电压力增大，更重要的是所占PCB面积较大，从而造成系统PCB布局困难。因此设计时需合理地将电源模块与DC/D

30、C变换器相结合，对电源进行优化设计。第6章 开关电源设计 6.6.1 线性调节器输出低压线性调节器输出低压利用线性稳压器从5V或3.3V电源中采用降压方式获得所需要的3.3V、2.5V或1.8V电压。在系统所需低压电源电流较小时，采用图6-32所示电路是一种较好的低成本的解决方案。另外，由于线性电源具有干扰小、输出噪声低等优点，它还能为DSP或MCU内核提供很稳定的电压。然而，如果内核需要的低压电流较大时，如有的16路ADSL可能需要1.8V电源提供10A的输出电流，负载系统要求3.3V电源提供8A的电流，对于前者，如果从3.3V电源中采用线性电源降压方式获得1.8V电压，则该电源消耗的功率为

31、 P11.8)V10A=15W (6-34)第6章 开关电源设计 转换效率仅为(6-35)除此之外，该电源为了保证正常工作，需要占用很大的PCB面积以便散热；同时负载还需要与该电源保持一定距离，否则系统性能会由于温升太高而受到影响。第6章 开关电源设计 图6-32 采用线性调节器的低压输出电路 第6章 开关电源设计 6.6.2 升压型升压型DC/DC变换器变换器如果系统的外围器件所需要的3.3V或5V电源电流较小，比如2A以下，而DSP或MCU所需的3.3V或5V电源电流较大，比如5A以上，采用图6-33所示的升压方案可有效地减小功耗。第6章 开关电源设计 图6-33 升压输出电路 第6章 开

32、关电源设计 6.6.3 降压型开关电源降压型开关电源设计电源时除了功耗、价格、体积等因素必须考虑外，电源的输出噪声，特别是输出纹波的大小也必须考虑。如果DSP或MCU消耗的电流保持不变，而工作电压降低到1.8V，外围电路的供电要求应为+3.3V/2A。可以采用图6-34所示的降压型电路，由DC/DC转换模块提供3.3V电源。由于图中的MAX1714的偏置电压最低不小于4.5V，因此需要增加一个升压芯片将3.3V电压变为5V，而MAX1714内部控制及偏置电路所需的5V电源仅需要不到40mA的电流。MAX1714由于采用了同步开关整流技术，转换效率比普通变换器提高了7%8%，因而其电源的转换效率

33、可高达90%以上。第6章 开关电源设计 图6-34 低压大电流电路 第6章 开关电源设计 高速、宽带通信产品由于DSP或MCU的运算处理速率越来越高，工作电压越来越低，消耗的功率也越来越大，如果需要多路低压大电流供电，则传统的开关电源模块及线性电压调节器已不能满足要求，因此需要结合当今高效、低压开关集成电源技术才能更好地解决问题。虽然利用DC/DC变换器设计所需电源与采用模块电源相比需要外部配套元件及一定的设计经验，但它却能大幅度降低电源成本，减小电源所占PCB的面积，同时提高转换效率。第6章 开关电源设计 6.6.4 DC/DC变换器设计变换器设计DC/DC变换器是电源设备中最常用的功能电路

34、之一，本节以载波机电源为例，利用BUCK变换原理，采用UC3524控制芯片和MOSFET器件，分析实现40V变换到12V的DC/DC电压变换电路的方法。第6章 开关电源设计 1控制芯片控制芯片采用UC3524为控制芯片，可以直接向MOSFET管IRF840提供PWM信号，6脚和7脚对地分别接电阻和电容，由此确定其开关频率，取样电压经1脚引入比较放大器的反相输入端；9脚对地接有串联1000pF电容和20k的电阻，以实现频率补偿。UC3524的工作过程是：直流电源VCC从15脚接入后在内部分为两路，一路加到或非门，另一路送到基准电压稳压器的输入端产生稳定的+5V基准电压。+5V再送到内部(或外部)

35、电路的其他元器件作为电源。振荡器7脚外接电容CT，6脚外接电阻RT。第6章 开关电源设计 振荡器频率为(6-36)设计电源的开关频率定为30kHz，取CT=2200pF,RT=28k;仅用了UC3524的一路振荡器输出驱动MOSFET管。UC3524的1脚为反相输入端，2脚为同相输入端。电路图中UC3524芯片2脚输入端连到16脚的基准电压的分压电阻上，以取得2.5V的电压。1脚输入端接控制反馈信号电压。第6章 开关电源设计 误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出的电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的

36、另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高、低电平，其作用是将PWM脉冲送至MOSFET的栅极，使MOSFET源极输出脉冲宽度调制波，输出脉冲的占空比范围为0%50%，脉冲频率为振荡器频率的1/2。本设计将12脚、11脚分别与13脚、14脚并联(图中未显示)，由11脚输出，使整体输出脉冲展宽，原有两路占空比展宽为0100%的一路脉冲。为防止由于脉冲过宽而引起的主电路过流，9脚加有RC限幅电路。第6章 开关电源设计 2稳压过程稳压过程图6-35是采用UC3524构成的输出电压为12V的稳压电源的电路原理图。通过采样电阻取出输出电压信号送到UC3524芯

37、片的误差放大器的反相端1脚，误差放大器的同相端2脚接参考电平(2.5V)。UC3524的输出脉冲的占空比受该反馈信号的控制。调节过程是当输出电压因突加负载而降低时，使加在UC3524的1脚的输入反馈电压下降，迅速导致UC3524输出脉冲占空比增加，从而使得电源电路输出电压升高；反之亦然。通过UC3524的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个电源输出自动稳压调节功能。第6章 开关电源设计 图6-35 系统电路原理图 第6章 开关电源设计 3过流保护电路过流保护电路过流保护电路是利用UC3524的10脚加高电平后封锁脉冲输出的功能完成的。当10脚为高电平时，UC3524的11脚上输出的脉宽调制脉冲立

38、即消失，输出为零。过流信号通过采样互感器JK取自场效应晶体管，经电阻分压送入比较器LM339。若有过流发生，比较器将输出高电平加至UC3524的10脚，封锁PWM脉冲，UC3524电路停止工作，从而达到过流保护的目的。RP1用于调节过流保护的动作电流值。第6章 开关电源设计 4功率开关管的选用功率开关管的选用选用型号为IRF840的功率开关管，是一种电力场效应晶体管，即MOSFET，其开关速度提高，驱动功率小，电路简单。功率MOSFET的栅极驱动需要考虑保护、隔离等问题。IRF840是电压控制型器件，静态时几乎不需要输入电流，但由于栅极输入电容Cin的存在，在开通和关断过程中仍需要一定的驱动电

39、流给输入电容充、放电。栅极电压UG的上升时间为tr，若采用放电阻止型缓冲电路，其缓冲电路的电容CS、电阻RS的选择需按MOSFET在关断信号到来之前，将缓冲电容所积累的电荷放净的原则。如果缓冲电路电阻过小，会使电流波动，MOSFET开通时的漏极电流初始值将会增大。实验证明，缓冲电阻的功耗与其阻值无关，经计算选取图6-35所示的缓冲电路和元件参数。第6章 开关电源设计 当UC3524的11脚输出的脉冲信号是高电平时，MOSFET管导通，其G-S极间接一1k电阻，当脉冲信号是低电平时，电流经过控制极G流向11脚，以防止有遗漏的电流流过开关管的漏极D而使开关管导通。BU380是快速二极管，起续流作用

40、，当开关管关闭时，为电感中的电流形成回路，使负载继续有电流通过。电感、电容起滤波作用，负载端与开关电源集成控制器的1脚相连，形成反馈，以控制开关管的打开与闭合的时间。第6章 开关电源设计 5输出滤波元件的选用输出滤波元件的选用输出滤波元件决定了电源的稳定性，是DC/DC变换器设计中最关键的部分。重点是要选择输出电感L和输出电容C。影响电源稳定性的最关键参数是输出电容的ESR，一般该值越小越好。1)电感值的计算输出电感L具有存储能量和滤去纹波两大功能，电感的选择主要是由输入、输出电压，以及开关频率决定的。电感的额定电流必须大于最大输出电流(本设计为3A)，电感值的选取可以由下式计算得到：(6-37)第6章 开关电源设计 2)电容值的计算电容的选择要从电容直流额定电压、电源的最大输出纹波电压、电源的稳定性等因素去考虑。电容额定电压必须大于输出电压，一般至少要比输出电压高出10%，以控制纹波和瞬态响应。电容值的选取可由下式计算得到：(6-38)式中，Uo为输出纹波电压，其他定义同(6-37)式。本设计取C=220F。