2022年模拟电路设计方案中噪声分析的个误区.docx

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1、精选学习资料 - - - - - - - - - 模拟电路设计中噪声分析的 11 个误区噪声是模拟电路设计的一个核心问题,它会直接影响能从测量中提 取的信息量,以及获得所需信息的经济成本；遗憾的是,关于噪声有很多混淆和误导信息,可能导致性能不佳、高成本的过度设计或资源使用效率低下；本文阐述关于模拟设计中 噪声分析的 11 个由来已久的误区；1降低电路中的电阻值总是能改善噪声性能噪声电压随着电阻值提高而增加,二者之间的关系已广为人知,可 以用约翰逊噪声等式来描述：erms 4kTRB,其中 erms 为均方 根电压噪声, k 为玻尔兹曼常数, T 为温度（单位为 K）,R 为电阻 值, B 为带

2、宽；这让很多工程师得出结论：为了降低噪声,应当降 低电阻值；虽然这经常是正确的,但不应就此认定它是普遍真理,由于在有些例子中,较大的电阻反而能够改善噪声性能；举例来 说,在大多数情形下,测量电流的方法是让它通过一个电阻,然后测量所得到的电压；依据欧姆定律V I R,产生的电压与电阻值成正比,但正如上式所示,电阻的约翰逊噪声与电阻值的平方名师归纳总结 根成正比；由于这个关系,电阻值每提高一倍,信噪比可以提高3 第 1 页,共 10 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - dB；在产生的电压过大或功耗过高之前,此趋势始终是正确的；2全部噪声源的噪声频谱密度可以

3、相加,带宽可以在最终运算时加以考虑将多个噪声源的噪声频谱密度（nVHz）加总（电压噪声源按平方和开根号）,而不分别运算各噪声源的 rms 噪声,可以节约时间,但这种简化仅适用于各噪声源看到的带宽相同的情形；假如各噪声源看到的带宽不同,简洁加总就变成一个可怕的陷阱；图 1 显示了过采样系统中的情形；从噪声频谱密度看,系统总噪声好像以增益放大器为主,但一旦考虑带宽,各级奉献的 相近；3手工运算时必需包括每一个噪声源rms 噪声其实特别设计时有人可能忍不住要考虑每一个噪声源,但设计工程师的时间 是珍贵的,这样做在大型设计中会特别耗时；全面的噪声运算最好 留给仿真软件去做；不过,设计人员如何简化设计过

4、程需要的手工 噪声运算呢？答案是忽视低于某一阈值的不重要噪声源；假如一个 噪声源是主要噪声源（或任何其他折合到同一点的噪声源）的 15 erms 值,其对总噪声的奉献将小于2,可以合理地予以忽视；设名师归纳总结 计人员常会争辩应当把该阈值选在哪里,但无论是13、15 仍是第 2 页,共 10 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 110 （分别使总噪声增加5、2和 05）,在设计达到足以进行全面仿真或运算的程度之前,没必要担忧低于该阈值的较小噪 声源；图 1使用 rms 噪声而不是频谱密度进行噪声运算的理由名师归纳总结 - - - - - - -第 3

5、页,共 10 页精选学习资料 - - - - - - - - - 4应选择噪声为 ADC 110 的 ADC驱动器模数转换器（ ADC）数据手册可能建议利用噪声为ADC 110 左右的低噪声 ADC驱动放大器来驱动模拟输入；但是,这并非总是正确选择；在一个系统中,从系统角度权衡 的；ADC驱动器噪声经常是值得第一,假如系统中ADC驱动器之前的噪声源远大于ADC驱动器噪声,那么选择超低噪声ADC驱动器不会给系统带来任何好处；换言之,ADC驱动器应与系统其余部分相称；其次,即使在只有一个ADC和一个驱动放大器的简洁情形下,权衡噪声并确定其对系统的影响仍是有利的；通过详细数值可以更清晰地明白其中的理

6、由；考虑一个系统采纳16 位 ADC,其 SNR值相当于100 .V rms 噪声,用作ADC驱动器的放大器具有10 .V rms 噪声；按和方根加总这些噪声源,得到总噪声为1005 .V rms ,特别接近 ADC单独的噪声；可以考虑下面两个让放大器和 ADC更为平稳的方案,以及它们对系统性能的影响；假如用类似的 18 位 ADC代替16 位 ADC,前者的额定SNR相当于 40 .V rms 噪声,就总噪声变为41 .V rms ；或者,假如保留 16 位 ADC,但用更低功耗的放大器代 替上述驱动器,该放大器奉献 30 .V rms 噪声,就总噪声变为 104 .V rms ；就系统性能

7、而言,以上两种方案之一可能是比原始组名师归纳总结 - - - - - - -第 4 页,共 10 页精选学习资料 - - - - - - - - - 合更好的选择；关键是要权衡利弊以及其对系统整体的影响；5直流耦合电路中必需始终考虑 1f 噪声1f 噪声对超低频率电路是一大威逼,由于很多常用噪声抑制技术,像低通滤波、均值和长时间积分等,对它都无效；然而,很多直流电路的噪声是以白噪声源为主,1f 噪声对总噪声无奉献,因而不用运算 1f 噪声；为了弄清这种效应,考虑一个放大器,其 1f 噪声转折频率 fnc 为 10 Hz,宽带噪声为 10 nVHz；对于各种带宽,运算 10 秒采集时间内包含和不

8、含 1f 噪声两种情形下的电路噪声,以确定不考虑 1f 噪声的影响；当带宽为 fnc 的 100 倍时,宽带噪声开头占主导位置；当带宽超过 噪声微不足道；现代双极性放大器可以具有比fnc 的 1000 倍时, 1f 10 Hz 低很多的噪声转折频率,零漂移放大器就几乎完全排除了 1f 噪声；表 11f 噪声影响与电路带宽的关系示例名师归纳总结 - - - - - - -第 5 页,共 10 页精选学习资料 - - - - - - - - - 6由于 1f 噪声随着频率降低而提高,所以直流电路具有无限大 噪声虽然直流对电路分析是一个有用的概念,但真实情形是,假如认为 直流是工作在 0 Hz,那么

9、实际上并不存在这样的事情；随着频率越 来越低,趋近 0 Hz,周期会越来越长,趋近无限大；这意味着存在 一个可以观测的最低频率,哪怕电路在理论上是直流响应；该最低 频率取决于采集时长或孔径时间,也就是观测器件输出的时长；如果一名工程师开启器件并观测输出100 秒,就其能够观测到的最低频率伪像将是 001 Hz；这仍意味着,此时可以观测到的最低频率噪声也是 001 Hz；现在通过一个数值例子来绽开说明,考虑一个DC至 1 kHz 电路,连名师归纳总结 续监控其输出；假如在前100 秒观测到电路中肯定量的1f 噪声,第 6 页,共 10 页- - - - - - -精选学习资料 - - - - -

10、 - - - - 从 001 Hz 至 1 kHz（5 个十倍频程的频率）,就在 30 年（约 1 nHz, 12 个十倍频程）中观测到的噪声量可运算为12 5 155,或者说比前 100 秒观测到的噪声多 55；这种增加几乎没有任何意义,即使考虑最差情形1f 噪声连续增加到 1 nHz（目前尚无测量证据）也是如此；理论上,假如没有明确定义孔径时间, 1f 噪声可以运算到一个等于电路寿命倒数的频率；实践中,电路在如此长时间内的偏差以老化效应和长期漂移为主,而不是 1f噪声；很多工程师为直流电路的噪声运算设定001 Hz或 1 mHz之类的最低频率,以使运算切合实际；7噪声等效带宽会使噪声倍增噪

11、声等效带宽（ NEB）对噪声运算是一个很有用的简化；由于截止频率以上的增益不是0,某些超出电路带宽的噪声会进入电路中；NEB是运算的抱负砖墙滤波器的截止频率,它会放入与实际电路相同的噪声量； NEB大于 3 dB 带宽,已针对常用滤波器类型和阶数进行运算,例如：对于单极点低通滤波器,它是3 dB 带宽的 157倍,写成公式就是 NEB1pole 1 57 BW3dB；然而,关于应把该乘法因数放在噪声公式中的何处,好像始终存在混淆；请记住, NEB调剂的是带宽,而非噪声,因此应在根号下面,如下式所示：名师归纳总结 - - - - - - -第 7 页,共 10 页精选学习资料 - - - - -

12、 - - - - 8电压噪声最低的放大器是正确选择选择运算放大器时,电压噪声经常是设计人员唯独考虑的噪声规格；其实电流噪声同样不能忽视；除非在有输入偏置电流补偿等特殊情形下,电流噪声通常是输入偏置电流的散粒噪声：in 2 q IB ；电流噪声通过源电阻转换为电压,因此,假如放大器输入端前面有一个大电阻,那么电流噪声对系统噪声的奉献可能大于电压噪声；电流噪声会成为问题的典型情形是使用低噪声运算放大器且其输入端串联一个大电阻时；例如,考虑低噪声运算放大器ADA48981,其输入端串联一个 10 k 电阻； ADA48981 的电压噪声为 09 nVHz,10 k 电阻的噪声为 128 nVHz,2

13、4 pAHz 电流噪声乘以10 k 电阻等于 24 nVHz,这是系统中的最大噪声源；在类似这种电流噪声占主导位置的情形下,经常可以找到电流噪声较低的器件,从而降低系统噪声；对精密放大器特别如此,不过高速FET 输入运算放大器对高速电路也可能有帮忙；例如,如不选择ADA48981（从而得不到电压噪声低至09 nVHz 的好处）,可以选择 放大器；AD8033或 ADA48171 等 JFET 输入9在第一级供应大部分增益可实现正确噪声性能名师归纳总结 - - - - - - -第 8 页,共 10 页精选学习资料 - - - - - - - - - 为了实现更好的噪声性能,经常建议在第一级供应

14、增益,这是对 的,由于信号会比随后各级的噪声要大；然而,这样做的缺点是会 减弱系统能够支持的最大信号；某些情形下,与其在第一级供应很 大一部分增益（虽然这样可以提高测量灵敏度,但会限制动态范 围）,不如限制第一级供应的增益,并用高辨论率进行数字化处 理,使灵敏度和动态范畴都达到最大；10给定阻值时,全部类型电阻的噪声相同电阻的约翰逊噪声特别重要,以至于我们需要一个简洁的公式来计 算某一电阻在某一温度下的噪声；然而,约翰逊噪声是电阻中可以 观测到的最小噪声,而且并非全部类型的电阻都有同等噪声；仍有过量噪声,它是电阻中1f噪声的来源之一,与电阻类型亲密相关；过量噪声（有时候也误称为电流噪声）与电流

15、在非连续介质中名师归纳总结 流淌的方式有关；它被规定为噪声指数（NI）,单位为dB,以每十第 9 页,共 10 页倍频程 1 .V rms Vdc 为基准；这意味着：假如一个0 dB NI的电阻上有 1 Vdc 电压,就给定十倍频程时的过量噪声为1 .V rms ；碳和厚膜电阻的NI 最高,可能高达 10 dB 左右,在信号路径的噪声敏锐部分中最好防止使用；薄膜电阻一般要好得多,约为20 dB；金属箔和绕线电阻可以低于40 dB；- - - - - - -精选学习资料 - - - - - - - - - 11给定足够长的采集时间,均值法可将噪声降至无限小一般认为均值法可将噪声降低均值数的平方根

16、倍；这在肯定条件下是成立的,即 NSD必需保持平整；然而,在1f 范畴内和其他几种情形下,这种关系不成立；考虑在一个以恒定频率 fs 采样的系统中使用均值法,对 n 个样本求均值并进行 1n 抽取,返回 m个抽取样本；取 n 个平均值会将抽取后的有效采样速率变为 fs n,系统看到的有效最大频率降低 n 倍,白噪声降低n 倍；然而,获得 m 个样本的时间也会延长n 倍,因此系统可以看到的最低频率也会降低n 倍（记住,没有 0 Hz 这种事）；取的均值数越多,频段上的这些最大和最小频率就越往下移；一旦最大和最小频率均在 1f 范畴内,总噪声便仅取决于这些频率之比,再提高均值数对降低噪声没有进一步的好处；同样的道理也适用于多斜率等积分 ADC的长积分时间；除了数学上的限制以外,仍存在其他实际限制；例如,如量化噪声是主要噪声源,使得直流输入电压下的ADC输出为一个无闪烁的恒定码,就任何数量的均值都会返回同一个码；名师归纳总结 - - - - - - -第 10 页,共 10 页