笼型异步电机变压变频调速系统（VVVF系统）——转差功率不变型调速系统 电力拖动自动控制系统.ppt

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1、笼型异步电机变压变频调速系统（VVVF系统）转差功率不变型调速系统 电力拖动自动控制系统 Still waters run deep.流静水深流静水深,人静心深人静心深 Where there is life,there is hope。有生命必有希望。有生命必有希望 概概 述述由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。因此现在应用面很广，是本篇的重点。公式表明：改变定子电源频率可以改变转速公式表明：改变定子电源频率可以改变转速变频调速：变频调速：通过改变定子电源频率实现转速通过改变定子电源频率

2、实现转速 的调节的调节本章提要本章提要n变压变频调速的基本控制方式n异步电动机电压频率协调控制时的机械特性n*电力电子变压变频器的主要类型n变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术n基于异步电动机稳态模型的变压变频调速n异步电动机的动态数学模型和坐标变换n基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统n基于动态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统 6.1 变压变频调速的基本控制方式变压变频调速的基本控制方式 交流电机调速时，希望保持电机中交流电机调速时，希望保持电机中每极磁通量每极磁通量 m 为额定值不变。为额定值不变。如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心

3、饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。n对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应有恰当的补偿，m 保持不变是很容易做到的。n在交流异步电机中，磁通 m 由定子和转子磁势合成产生，要保持磁通恒定就需要费一些周折了。定子每相电动势（6-1）式中：Eg 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；定子频率，单位为Hz；定子每相绕组串联匝数；基波绕组系数；每极气隙磁通量，单位为Wb。f1NskNsm 由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1，便可达到控制磁通m 的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。1.基频以下调速 由式（6-1）可知，要

4、保持 m 不变，当频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时，必须同时降低 Eg，使 常值 （6-2）这种模式称之为：采用恒电动势频率比这种模式称之为：采用恒电动势频率比的控制方式，简称的控制方式，简称恒势频比恒势频比方式方式。恒压频比的控制方式 然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 Us Eg，则得（6-3）这是恒压频比恒压频比的控制方式的控制方式。但是，在低频时 Us 和 Eg 都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，需要人为地把电压 Us 抬高一些，以便近似地补偿定子压降近似地补偿定子压降。带定子压

5、降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的 b 线，无补偿的控制特性则为a 线。OUsf 1图6-1 恒压频比控制特性 带压降补偿的恒压频比控制特性UsNf 1Na 无补偿无补偿 b 带定子压降补偿带定子压降补偿 2.基频以上调速 在基频以上调速时，频率应该从 f1N 向上升高，但定子电压Us 却不可能超过额定电压UsN，最多只能保持Us=UsN，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相相当于直流电机弱磁升速的情况当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。f1N 变压变频控制特性图6-2 异步电机变压变频调速的控制特性 恒转矩调速恒转矩调速UsUsNmNm恒功

6、率调速恒功率调速mUsf1O在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。6.2 异步电动机电压频率协调控制时异步电动机电压频率协调控制时 的机械特性的机械特性本节提要本节提要n恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性特性n基频以下电压基频以下电压-频率协调控制时的机械特性频率协调控制时的机械特性n基频以上恒压变频时的机械特性基频以上恒压变频时的机械特性n恒流正弦波供电时的机械特性恒流正弦波供电时的机械特性6.2.1 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的恒压恒频正弦波供电时异步电动机的 机械

7、特性机械特性 第5章式（5-3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式 Te=f(s)。当定子电压 Us 和电源角频率 1 恒定时，可以改写成如下形式：（6-4）特性分析当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则（6-5）也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性 Te=f（s）是一段直线，见图6-3。特性分析（续）当 s 接近于1时，可忽略式（6-4）分母中的Rr，则（6-6）即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时，Te=f（s）是对称于原点的一段双曲线。机械特性 当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。smnn0sTe010TeTe

8、maxTemax图6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性6.2.2 基频以下电压基频以下电压-频率协调控制时的频率协调控制时的 机械特性机械特性 由式（6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩 Te 和转速 n（或转差率s）的要求，电压 Us 和频率 1 可以有多种配合。在 Us 和 1 的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压频率协调控制。1.恒压频比控制（Us/1）在第6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。（6-7）在式（6-5）所表示的机械特性近似直

9、线段上，由（6-5）可以导出：（6-9）带负载时的转速降落为（6-8）由此可见，当 Us/1 为恒值时，对于同一转矩 Te，s1 是基本不变的，因而 n 也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件在恒压频比的条件下改变频率下改变频率 1 时，机械特性基本上是平行时，机械特性基本上是平行下移下移，如图6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第5章式（5-5），对式（5-5）稍加整理后可得（6-10）可见最大转矩可见最大转矩 Temax 是随着的是随着的 1 降低而降低而减小的减小的

10、。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图6-4。机械特性曲线On图6-4 恒压频比控制时变频调速的机械特性补偿定子压降后的特性2.恒 Eg/1 控制 6-5图为异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下：Eg 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中 的感应电动势；Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电 动势；Er 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势 （折合到定子边）。图6-5 异步电动机稳态等效电路和感应电动势 Us1RsLlsLlrLmRr/sIsI0Ir 异步电动机等效电路EgEsEr 特性分析 如果在电压频率协

11、调控制中，恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg/1 为恒值（基频以下），则由式（6-1）可知，无论频率高低，每极磁通 m 均为常值。Eg/1为恒值m 均为常值 特性分析（续）由等效电路可以看出（6-11）代入电磁转矩关系式，得（6-12）特性分析（续）利用与前相似的分析方法，当s很小时，可忽略式（6-12）分母中含 s 项，则（6-13）这表明机械特性的这一段近似为一条直线。特性分析（续）当 s 接近于1时，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 项，则（6-14）s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒整条特性与恒压频比特性

12、相似。压频比特性相似。性能比较 但是，对比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg/1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 Us/1 特性中的同类项，也就是说，s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此：恒恒 Eg/1 特性的线性段范围更宽。特性的线性段范围更宽。性能比较（续）将式（6-12）对 s 求导，并令 dTe/ds=0，可得恒Eg/1控制特性在最大转矩时的转差率（6-15）和最大转矩（6-16）性能比较（续）值得注意的是，在式（6-16）中，当Eg/1 为恒值时，为恒值时，Temax 恒定不变恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒稳态性能优于恒 Us/1 控

13、制控制的性能的性能。这正是恒 Eg/1 控制中补偿定子压降所追求的目标。机械特性曲线OnTemax恒 Eg/1 控制时变频调速的机械特性3.恒 Er/1 控制 如果把电压频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er/1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出（6-17）代入电磁转矩基本关系式，得（6-18）现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线机械特性完全是一条直线，见图6-6。0s10Te 几种电压频率协调控制方式的特性比较图6-6 不同电压频率协调控制方式时的机械特性恒 Er/1 控制恒 Eg/1 控制恒 Us/1 控制ab c 显然，

14、恒 Er/1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。现在的问题是：怎样控制变频装置的怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的电压和频率才能获得恒定的 Er/1 呢？呢？按照式（6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（6-1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值 m，那么，转子全磁通的感应电动势 Er 就应该对应于转子全磁通幅值 rm：（6-19）由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值 rm=常值进 行控制，就可以获得恒 Er/1 了。这正是矢量控制系统所遵循的这正是矢量控制系统所遵循的

15、原则原则，下面在第6-7节中将详细讨论。Er/1为恒值为恒值 rm 为常值为常值4几种协调控制方式的比较 综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压频率协调控制可得不同类型的机械特性。（1）恒压频比恒压频比（Us/1=Constant）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。（2）恒恒Eg/1 控制控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到rm=Constant，从而基本保证低速时的负载能力不受影响。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。（3）恒恒 Er/1 控制控制

16、可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通 rm 恒定进行控制，即得 Er/1=Constant 而且，在动态中也尽可能保持 rm 恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。6.2.3 基频以上恒压变频时的机械特性基频以上恒压变频时的机械特性恒功率调速恒功率调速O 当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图所示。图6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性 由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。6.2.4 恒流正弦波供电时的机械特性恒流

17、正弦波供电时的机械特性不要求不要求小小 结结n电压Us与频率1是变频器异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。n在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er/1控制的性能最好。n在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。*6.3 电力电子变压变频器的主要类型电力电子变压变频器的主要类型本节提要本节提要n交交-直直-交和交交和交-交变压变频器交变压变频器n电压源型和电流源型逆变器电压源型和电流源型逆变器n180导通型和导通型和120导通型逆变器导通型逆变器 引引 言言 如前所述，对于异步电机的变压

18、变频调速，必须具备能够同时控制电压必须具备能够同时控制电压幅值和频率的交流电源幅值和频率的交流电源，而电网提供的是恒压恒频的电源，因此应该配置变压变频器，又称VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）装置。*6.3.1 交交-直直-交和交交和交-交变压变频器交变压变频器电力电子变压变频器可分为交-直-交和交-交两大类。1.交交-直直-交变压变频器交变压变频器 交-直-交变压变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，如下图所示。交-直-交变压变频器基本结构图6-9 交-直-交（间接）变压变频器 变压变频变压变频(V

19、VVF)中间直流环节中间直流环节恒压恒频恒压恒频(CVCF)逆变逆变DCACAC50Hz整流整流 由于这类变压变频器在恒频交流电源和变频交流输出之间有一个“中间直流环节”，所以又称间接式的变压变频器。又分为“普通交普通交-直直-交变压变频器交变压变频器”和“PWM交交-直直-交变压变频器交变压变频器”。普通交-直-交变压变频器的基本结构 对于特大容量电机的变压变频调速仍只好采用半控型的晶闸管（SCR），并用可控整流器调压和六拍逆变器调频的交-直-交变压变频器，见下图。普通交-直-交变压变频器的基本结构SCR可控可控整流器整流器六六 拍拍逆变器逆变器DCACAC50Hz调频调频调压调压图6-11

20、 可控整流器调压、六拍逆变器调频的交-直-交变压变频器 交-直-交PWM变压变频器基本结构图6-10 交-直-交PWM变压变频器变压变频变压变频(VVVF)中间直流环节中间直流环节恒压恒频恒压恒频(CVCF)PWM逆变器逆变器DCACAC50Hz调压调频调压调频CPWM变压变频器具有如下的一系列优点：（1）在主电路整流和逆变两个单元中，只有逆变单元可控，通过它同时调节电压和频率，结构简单、效率高。（2）输出电压波形虽是一系列的PWM波，但由于采用了恰当的PWM控制技术，正弦基波的比重较大，影响电机运行的低次谐波受到很大的抑制，因而转矩脉动小，提高了系统的调速范围和稳态性能。（3）逆变器同时实现

21、调压和调频，动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响，系统的动态性能也得以提高。（4）采用不可控的二极管整流器，电源侧功率因素较高，且不受逆变输出电压大小的影响。PWM变压变频器常用的功率开关器件有：P-MOSFET，IGBT，GTO和替代GTO的电压控制器件电压控制器件如IGCT、IEGT等。2.交-交变压变频器 交-交变压变频器只有一个变换环节，把恒压恒频（CVCF）的交流电源直接变换成VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（Cycloconveter）。交-交变压变频器的基本结构图6-12 交-交（直接）变压变频器交交变频交交变频AC50HzAC

22、CVCFVVVF 常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路（下图a）。交-交变压变频器的基本电路结构VRVFId-Id+-+a)电路结构负负载载50Hz50Hzu0图6-13-a 交-交变压变频器每一相的可逆线路交-交变压变频器的控制方式n整半周控制方式整半周控制方式 正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压 u0，u0 的幅值决定于各组可控整流装置的控制角 ，u0 的频率决定于正、反两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波，如下图 b 所示。

23、图6-13-b 方波型平均输出电压波形tu0正组通正组通反组通反组通正组通正组通反组通反组通输出电压波形 控制方式（2）n 调制控制方式调制控制方式 要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。例如例如：在正向组导通的半个周期中，使控制角 由/2（对应于平均电压 u0=0）逐渐减小到 0（对应于 u0 最大），然后再逐渐增加到/2（u0 再变为0），如下图所示。2AO t=0 2=BCDEFu0图6-14 交-交变压变频器的单相正弦波输出电压波形输出电压波形 当角按正弦规律变化时，半周中的平均输出电压即为图中虚线所示的正弦波。对反向组负半周的控制也是这样。单相交交变频电路

24、输出电压和电流波形 三相交交变频电路 三相交交变频电路可以由3个单相交交变频电路组成，其基本结构如下图所示。如果每组可控整流装置都用桥式电路，含6个晶闸管（当每一桥臂都是单管时），则三相可逆线路共需36个晶闸管，即使采用零式电路也须18个晶闸管。三相交交变频器的基本结构 交-交变压变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中间直流环节，看似简单，但所用的器件数量却很多，总体设备相当庞大。这类交-交变频器的其他缺点是：输入功率因数较低，谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备。其最高输出频率不超过电网频率的 1/3 1/2，一般主要用于轧机主传动、球磨机、水泥回转窑等大容量、低

25、转速的调速系统。*6.3.2 电压源型和电流源型逆变器电压源型和电流源型逆变器 在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成电电压压源源型型和电电流流源源型型两类，两种类型的实质区别在于直流环节采用怎样的滤波器区别在于直流环节采用怎样的滤波器。两种类型逆变器结构LdIdCdUdUd+-a)电压源逆变器b)电流源逆变器图6-15 电压源型和电流源型逆变器示意图n电压源型逆变器电压源型逆变器（Voltage Source Inverter -VSI），直流环节采用大电容滤波，因而直流电压波形比较平直，在理想情况下是一个内阻为零内阻为零的恒压源，输出交流电压是矩形波或

26、阶梯波，有时简称电压型逆变器。n电流源型逆变器电流源型逆变器（Current Source Inverter-CSI），直流环节采用大电感滤波，直流电流波形比较平直，相当于一个恒流源，输出交流电流是矩形波或阶梯波，或简称电流型逆变器。性能比较 两类逆变器在主电路上虽然只是滤波环节的不同，在性能上却带来了明显的差异，主要表现如下：（1）无功能量的缓冲）无功能量的缓冲 在调速系统中，逆变器的负载是异步电机，属感性负载。在中间直流环节与负载电机之间，除了有功功率的传送外，还存在无功功率的交换。滤波器除滤波外还起着对无功功率的缓冲作用，使它不致影响到交流电网。因此，两类逆变器的区别还表现在采用什么储能

27、元件（电容器或电感器）来缓冲无功能量。（2）能量的回馈）能量的回馈 用电流源型逆变器给异步电机供电的电流源型变压变频调速系统有一个显著特征，就是容易实现能量的回馈，从而便于四象限运行，适用于需要回馈制动和经常正、反转的生产机械。下面以由晶闸管可控整流器UCR和电流源型串联二极管式晶闸管逆变器CSI构成的交-直-交变压变频调速系统（如下图所示）为例，说明电动运行和回馈制动两种状态。图6-16-a 电流源型交-直-交变压变频调速系统的两种运行状态M3+-UdIdLdCSI 电动Te 逆变UCRa）电动运行 电动运行状态P 当电动运行时，UCR的控制角 ，电动机以转速运行，电功率的传送方向如上图a所

28、示。图6-16-b 电流源型交-直-交变压变频调速系统的两种运行状态M3+-UdIdLdCSI 90o有源逆变1 发电Te整流UCRb）逆变运行逆变运行状态Pn如果降低变压变频器的输出频率 1，或从机械上抬高电机转速 ，使 1 90，则异步电机转入发电状态，逆变器转入整流状态，而可控整流器转入有源逆变状态，此时直流电压Ud 立即反向，而电流 Id 方向不变，电能由电机回馈给交流电网（图b）。与此相反，采用电压源型的交-直-交变压变频调速系统要实现回馈制动和四象限运行却很困难，因为其中间直流环节有大电容钳制着电压的极性，不可能迅速反向，而电流受到器件单向导电性的制约也不能反向，所以在原装置上无法

29、实现回馈制动。必须制动时，只得在直流环节中并联电阻实现能耗制动，或者与UCR反并联一组反向的可控整流器，用以通过反向的制动电流，而保持电压极性不变，实现回馈制动。这样做，设备要复杂多了。性能比较（续）n自学性能比较（续）表6-1 两种逆变器输出波形比较性能比较（续）n自学*6.3.3 180导通型和导通型和120导通型逆变器导通型逆变器n不要求6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制变压变频调速系统中的脉宽调制 (PWM)技术技术本节提要本节提要n问题的提出问题的提出n正弦波脉宽调制正弦波脉宽调制(SPWM)技术技术n消除指定次数谐波的消除指定次数谐波的PWM(SHEPWM)控制技术控制技术n电流

30、滞环跟踪电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术控制技术n电压空间矢量电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术（或称磁控制技术（或称磁链跟踪控制技术）链跟踪控制技术）问题的提出 早期的交-直-交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。六拍逆变器主电路结构VT1VT6主电路开关器件 VD1VD6续流二极管VT3VT5VT4VT6VT2V

31、T1 为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作者在20世纪80年代开发了应用PWM技术的逆变器。由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。图6-18 PWM调制原理 按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。6.4.1 正弦波脉宽调制正弦波脉宽调制(SPWM)技术技术正弦波与正弦波与PWM波波1.PWM调制原理调制原理 以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier

32、 wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse width modulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。2.SPWM控制方式n如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。n如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPW

33、M波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。单相桥式PWM逆变电路 单相桥式PWM逆变电路 VT1VT2VT3VT4（1）单极性PWM控制方式（2）双极性PWM控制方式3.PWM控制电路n模拟电子电路 采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的SPWM控制；n数字控制电路n硬件电路；n软件实现。模拟电子电路 数字控制电路n不要求（1）自然采样法原理（2）规则采样法 由于PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带PWM信号输出口的电机控制用的8位、16位微机芯片和DSP。4.PWM调制方法n载波比载波

34、比载波（三角波）频率 fc与调制（正弦波）信号频率 fr 之比N。既 N=fc/fr 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。（1）异步调制 异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的；在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；当 fr 较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；当 fr 增高时，N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大。（2）同步调制

35、 同步调制同步调制N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr 变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称；为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数；fr 很低时，fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。同步调制三相PWM波形 ucurUurVurWuuUNuVNOtttt000uWN2Ud2Ud（3）分段同步调制把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在 fr 高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在 fr 低的

36、频段采用较高的N，使载波频率不致过低；（4）混合调制 可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。5.PWM逆变器主电路及输出波形图6-19 三相桥式PWM逆变器主电路原理图调制电路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNNC+C+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4VT3VT6VT5VT2图6-20 三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形 uuUNO tOOOOUd2-Ud2uVNuWNuUVuUN t t t tO turUurVurWucUd23Ud2 图6-20为三相PWM波形，

37、其中nurU、urV、urW为U，V，W三相的正弦调制波，uc为双极性三角载波；nuUN、uVN、uWN 为U，V，W三相输出与电源中性点N之间的相电压矩形波形；n uUV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为+Ud和-Ud；nuUN为三相输出与电机中点N之间的相电压。*6.4.2 消除指定次数谐波的消除指定次数谐波的PWM(SHEPWM)控制技术控制技术*6.4.3 电流滞环跟踪电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制控制 技术技术6.4.4 电压空间矢量电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术控制技术 （或称磁链跟踪控制技术）（或称磁链跟踪控制技术）本节提要n问题的提出n空间矢量的定义n电压与磁

38、链空间矢量的关系n六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场n电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制 n 问题的提出 经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。针对这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作。这种控制方法称作“磁链磁链跟踪控制跟踪控制”，下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压电压空空间间矢量矢量PWMPWM（SVPWMSVPWM，Space Vector PWM

39、Space Vector PWM）控制）控制”。1.空间矢量的定义 交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uA0，uB0，uC0。图6-25 电压空间矢量 电压空间矢量的相互关系n定子电压空间矢量：uA0、uB0、uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位差为120。n合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的3/2倍。电压空间矢量的相互关系（续）当电源频率不变时，合成空间矢量

40、us 以电源角频率1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us 就落在该相的轴线上。用公式表示，则有（6-39）与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量 Is 和s。2.电压与磁链空间矢量的关系 三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为（6-40）式中 us 定子三相电压合成空间矢量；Is 定子三相电流合成空间矢量；s 定子三相磁链合成空间矢量。近似关系 当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为（6-41）（6-42）或 磁链轨迹 当电动机由

41、三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。（6-43）其中 m是磁链s的幅值，1为其旋转角速度。由式（6-41）和式（6-43）可得（6-44）上式表明，当磁链幅值一定时，us的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系 如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。图6-26 旋转磁场与

42、电压空间矢量的运动轨迹3.六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场（1）电压空间矢量运动轨迹 在常规的 PWM 变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？主电路原理图图6-27 三相逆变器-异步电动机调速系统主电路原理图 开关工作状态 如果，图中的逆变器采用180导通型，功率开关器件共有8种工作状态（见附表），其中n6 种有效开关状态；n2 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）：u上桥臂开关 VT1、VT3、VT5 全部导通u下桥臂开关 VT2、VT4、VT6 全部导通开关状态表 开关控制模式 对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6

43、 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔/3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这/3 时刻内则保持不变。（a）开关模式分析 n设工作周期从100状态开始，这时VT6、VT1、VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为 UAO=Ud/2 UBO=UCO=-Ud/2O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2（b）工作状态100的合成电压空间矢量n由图可知，三相的合成空间矢量为 u1，其幅值等于Ud，方向沿A轴（即X轴）。u1uAO-uCO-uBOABC（c）工作状态110的合成电压空间矢量 n u1 存在的时间为/3，在这段时间以后，工作状态转为110，和上面的分析

44、相似，合成空间矢量变成图中的 u2，它在空间上滞后于u1 的相位为/3 弧度，存在的时间也是/3。u2uAO-uCOuBOABC（d）每个周期的六边形合成电压空间矢量 u1u2u3u4u5u6u7 u8 依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转/3，直到一个周期结束。这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹 n电压空间矢量与磁链矢量的关系 一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：图6-29 六拍逆变

45、器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系 设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为 1，在第一个/3 期间，电动机上施加的电压空间矢量为图6-28d中的 u1，把它们再画在图6-29中。按照式（6-41）可以写成 也就是说，在/3 所对应的时间 t 内，施加 u1的结果是使定子磁链 1 产生一个增量，其幅值|u1|与成正比，方向与u1一致，最后得到图6-29所示的新的磁链，而（6-45）（6-46）依此类推，可以写成 的通式（6-47）（6-48）总之，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。n 磁链矢量增量与电压矢量

46、、时间增量的关系 如果 u1 的作用时间t 小于/3，则 i 的幅值也按比例地减小，如图 6-30 中的矢量 。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。图6-30 磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系4.电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制 如前分析，我们可以得到的结论是：n如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。n如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，

47、必须对逆变器的控制模式进行改造。圆形旋转磁场逼近方法 基本思路图6-31 逼近圆形时的磁链增量轨迹如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的 11，12，13，14 这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。电压空间矢量的扇区划分 为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的、，每个扇区对应的时间均为/3。由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。电压空间矢量的6个扇区图6-33 电压空间矢量的放射形式和6个扇区 n在常规六拍逆

48、变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。n实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间 T0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量 us，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。开关状态顺序原则 不要求小 结归纳起来，SVPWM控制模式有以下特点：1)逆变器的一个工作周期分成6个扇区，每个扇区相当于常规六拍逆变器的一拍。为了使电动机旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成若干个小区间 T0，T0 越短，旋转磁场越接近圆形，但 T0 的缩短受到功率开关器件允许开关频率的制约。2)在每个小区间内虽有多次开关状态的切换，但每次切换都只涉及一个功率开关器件，因而开关损耗较

49、小。3)每个小区间均以零电压矢量开始，又以零矢量结束。4)利用电压空间矢量直接生成三相PWM波，计算简便。5)采用SVPWM控制时，逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的SPWM逆变器输出电压提高了15%。返回目录返回目录6.5 基于异步电动机稳态模型的变压基于异步电动机稳态模型的变压 变频调速变频调速本节提要本节提要n转速开环恒压频比控制调速系统转速开环恒压频比控制调速系统通通用变频器用变频器-异步电动机调速系统异步电动机调速系统n转速闭环转差频率控制的变压变频调速转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统系统 引 言 直流电机的主磁通和电枢电流分布的空间位置是确定的，而且可以独立进

50、行控制，交流异步电机的磁通则由定子与转子电流合成产生，它的空间位置相对于定子和转子都是运动的，除此以外，在笼型转子异步电机中，转子电流还是不可测和不可控的。因此，异步电机的动态数学模型要比直流电机模型复杂得多，在相当长的时间里，人们对它的精确表述不得要领。好在不少机械负载，例如风机和水泵，并不需要很高的动态性能，只要在一定范围内能实现高效率的调速就行，因此可以只用电机的稳态模型来设计其控制系统。异步电机的稳态数学模型如本章第6.2节所述，为了实现电压-频率协调控制，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，这就是常用的通用变频器控制系统。如果要求更高一些的调速范围和起制动性能，可以采用