现代测控电子技术第六章知识讲解.ppt

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1、现代测控电子技术第六章 式中，K为吸光度系数，C为溶液浓度，L是液层厚度。这就是郎伯比尔定律。此式表明：当液层厚度固定时，溶液的吸光度与溶液的浓度成正比，这一关系称作比尔定律。当浓度固定时，溶液的吸光度正比于液层厚度，这一关系称作郎伯定律。分光光度计的组成框图如图6.1.1所示。光源灯发出的光经单色器色散后，变为单色光。此单色光透过比色皿内的待比色溶液，照射到光电管上。光电管将这一随溶液浓度不同而变化的光信号转换成电信号，再经放大器放大后，由A/D转换器转换成数字量并显示。图6.1.1 分光光度计的组成框图 测量放大电路如图6.1.2所示。图中A1构成微电流放大器，输入是光电管经透射光照射后产

2、生的光电流，光电流经电阻R1转换成电压。该电压经同相放大后输出VOT，VOT是与透光度成正比的电压，其值为图 6.1.2 分光光度计测量放大电路式中Io是光电管产生的光电流，微电流放大器的增益变化范围为310，用以调节透光度的满度值100%T。当光电管受白光照射时，调节电位器RP2，使VOT=1000mV，即代表此时透光度为满度值100%T。稳压管D1、D2，电阻R2、R12、R13及电位器RP1组成调零电路，用以补偿光电管的暗电流，在无光照射光电管时调节RP1，使VOT=0，即0%T。由于吸光度与透光度成负对数关系，因此将VOT进行对数放大后即可得到与吸光度成比例的电压VOA，其值为由于对数

3、放大器LOG101的电流输入范围是100pA3.5mA，因此对应的吸光度测量也有相应的范围。本电路吸光度的测量范围是01.999(A)，对应的透光度是100%1%(T)。当透光度是100%时，调节电位器RP3，使VOA=0V；当透光度是1%时，VOT=10mV，此时LOG101输出为3V，调节电位器RP4，使VOA=1.999V。至此，实现了吸光度的测量。浓度因与吸光度成正比，本电路规定浓度的测量范围是01999,因此其输出放大器的参数与吸光度测量的输出放大器相同，调整方法也相同，输出电压为 电路中通过转换开关分别输出透光度、吸光度和浓度，其输出接入后续A/D转换电路即可实现三项参数的数字测量

4、。A/D转换电路见图6.1.3。图 6.1.3 分光光度计A/D转换电路根据ICL7106的转换关系有：测量透光度时Vin=01000mV，读数N为01000，将小数点设置在十位即可实现透光度的直读。测量吸光度时Vin=01.999V，读数N为01999，将小数点设置在千位即可实现吸光度的直读。测量浓度时Vin=01.999V，读数N为01999，将小数点设置在个位即可实现浓度的直读。2.光电心率检测器测量电路光电心率检测器测量电路 光电心率检测器由光电脉搏传感器、测量放大电路及频率测量电路构成。光电脉搏传感器见图6.1.4。使用时拇指完全盖住透光窗口，光源XD的光经血液反射，由光敏电阻RG接

5、收，被转换成电脉冲，心脏每搏动一次传感器发出一个脉冲。图 6.1.4 光电脉搏传感器示意图图 6.1.5光电心率检测器测量电路 图6.1.5是测量电路，上半部分电路将脉搏信号转换成电脉冲信号，下半部分是计数电路，把脉冲信号变换成心率。当脉搏波到来时，拇指充血，由此产生的反射光照射到光敏电阻RG上时，其电阻变小，使T2的基极电位上升，射极输出高电位。在脉搏波的间歇，无反射光照射到光敏电阻RG上，其电阻变大，使T2的基极电位下降，射极输出低电位。T2的射极输出端获得的是与脉搏波相应的正向脉动信号输出。该信号经隔直电容C1隔离直流后由运算放大器A1和电压比较器A2整形成与脉搏波同频率的方波信号。由于

6、心率是每分钟心脏搏动的次数，为了提高测量速度缩短测量时间，将脉搏脉冲倍频60倍，然后在1秒钟内对脉搏脉冲计数，所计脉搏数即为要求测量的心率。6.1.2 气敏传感器应用电路气敏传感器应用电路 图6.1.6为甲烷气体 CH4浓度检测电路，传感器为半导体气敏传感器，电阻Rs随CH4浓度的增加而减小，典型值是CH4浓度为100010-6时，Rs为14.0k；CH4浓度为1000010-6时，Rs为4.2k。图6.1.6 甲烷气体 CH4浓度检测电路 图中7805用于给传感器加热，当温度稳定后开始工作，基准电压模块为REF-03，其在电位器Rp1的两端产生2.5V的基准电压，从而产生传感器的恒定供电电流

7、I，I约为0.5 mA，电流的大小可通过调节Rp1的大小调节。运放A2用于隔离传感器与后续线性化电路，其输出为IRs，表示CH4的浓度，与浓度的变化趋势相反。为了使电路的输出与浓度成正比，采用AD538线性化，根据图的接法及AD538的运算关系有电路的输出为 调节方法如下：将传感器置于已知体积的房间里，房间里注入确定浓度(100010-6)的CH4气体，调整电位器Rp1，使输出Vout=1.0V。然后将CH4的浓度增加到1000010-6，调整电位器Rp3，使输出Vout=10.0V。反复调整多次，使结果满意为止。6.1.3 热敏电阻应用电路热敏电阻应用电路 热敏电阻是温度测量的常用传感器，以

8、NTC型MF58-104-3990热敏电阻作为温度测量的传感元件，其温度测量范围为-55+200，测量精度1，并具有耐高温焊接,稳定性好，漂移小,体积小，便于贴片安装等特点。该热敏电阻阻值与温度的关系为：式中R0是热力学温度为T0时的阻值，T0为基准温度，通常以298.15K（25）为基准温度；为热敏电阻常数。R0=100k，=3990。热敏电阻的温度与电阻的关系是非线性的，作为温度测量元件其输出信号必须进行线性化处理。电路见图6.1.7所示。图6.1.7 基于热敏电阻的温度测量信号电路电路由两级电路构成，第一级为对数比放大器，第二级为除法电路，第一级输出为经过对数运算，热敏电阻的阻值与温度的

9、指数关系转换成电压与温度的反比关系。再对Vo1作倒数运算即可实现温度与电压的线性关系。令Vo=kT，即这样，Vo与被测温度成线性关系，根据AD534的运算关系，由图中连线可得分别调节电位器Rp1与Rp2使VX1=-5.82V，VZ1=173.47mV，故有电路的实际测试结果见下表。被测温度()绝对温度(K)输出电压Vo(mV)-10263.15263.200273.15273.1810283.15327.9620293.15293.0630303.15303.0440313.15313.0250323.15322.99 结果显示，电路的非线性误差小于0.5%，较好地消除了热敏电阻测温时的非线性

10、。6.1.4 力敏传感器应用电路力敏传感器应用电路1.压阻式压力传感器的应用电路压阻式压力传感器的应用电路 压阻传感器是利用晶体的压阻效应制成的传感器，其构造是在硅弹性膜片上，用集成电路的扩散技术在一定晶向上制作四个压力敏感电阻，将它们连接成惠斯登电桥的形式,就构成了基本的压阻全桥传感器。压阻式压力传感器受温度的影响表现在零点温度漂移和灵敏度温度漂移两个方面。在具体的应用电路当中，必须采取措施进行温度补偿。图6.1.8是压阻式压力传感器的典型应用电路，图中FPM-05PG为压阻式压力传感器，电路输出以大气压为基准，输出电压在1个标准大气压时为0mV，1mmHg时输出10mV。图6.1.8 压阻

11、式压力传感器的典型应用电路 A1、D1、T1和R2构成恒流源电路对电路供电。D1的输出电压VD1加在R1上，恒流源电流I由VD1/R2决定，其值为I=1.5mA。传感器的温度特性包括由于温度变化使零位输出移动的零位温度特性，以及压力灵敏度随温度变化的灵敏度温度特性。FPM-05PG的灵敏度随温度变化非常小，故测量电路中仅设置了由D3和A2构成的零点温度补偿电路，其原理是利用硅二极管的负温度系数补偿传感器的正温度系数。实验表明，传感器FPM-05PG的零位温度特性为0.25 mV/，故选用温度特性为-2.0-2.5mV/的二极管作为温度补偿元件。A2输出经过调节RP1可获得具有正温度系数的电压，

12、该电压加至输出运算放大器A4的同相输入端，传感器FPM-05PG的输出经AD620差动放大10倍后得到具有正温度系数的电压，该电压加至输出运算放大器A4的反相输入端，两个具有正温度系数的电压经输出级相减后输出。只要调节 RP1即可使传感器FPM-05PG的零位温度特性被补偿。当传感器加上1.5 mA恒定电流时，其输出约为0.17mV/1mmHg，为了使电路的输出电压与压力的关系为10mV/1mmHg，后续放大电路的增益应为60。该增益由运放A3和A4构成的两级差动放大电路实现。电路中RP2用于传感器在零压力时测量电路的输出调零，RP3用于调节电路的满度输出。2）420mA压力变送器压力变送器

13、将压力传感器输出的电压信号转换成420mA电流输出是工业领域中远距离测量压力的常用方法，将压力传感器与420mA转换电路集即构成420mA压力变送器。图6.1.9即是420mA压力变送器的典型电路。图6.1.9 420mA压力变送器电路 电路中压力传感器是MPX2100，420mA转换电路采用集成芯片XTR101实现。电路中，4mA电流对应于零压力，20mA电流对应于满量程压力。XTR101的引脚10和11是两个1mA的参考恒流源输出，两个电流并行流入带温度补偿的稳压管LM129和压力传感器中，LM129的稳定电压是6.9V，该电压即作为压力传感器的供电电源。根据传感器的特性，在该电压下传感器

14、的满量程输出电压为传感器的输出电压直接加至 XTR101的输入端（引脚3和4），引脚5和6之间的电阻R1和电位器RP1用于确定并调节输出电流的满度值，输出电流Io由引脚7输出，其值为式中Vin为芯片的输入电压，也即传感器的输出电压。当传感器输出为零时，电路的输出电流为4mA，若有误差可调节电位器RP2消除。当传感器满量程输出时，Vin=27.6mV，调节电位器 RP1使输出电流为20mA。XTR101要求两个1mA的参考恒流源的电流应流入引脚7，引脚3和引脚4的电位应大于引脚7的电位4V6V，也即芯片的共模输入电压为4V6V，由于传感器的共模电压为电源电压的一半即3.45V，为此串入一电阻R2

15、，提高芯片的共模输入电压，使之满足要求。为降低芯片的功耗，在芯片的外部需要并联一晶体管T1，T1与芯片内部的晶体管并联，分流内部晶体管的电流，保证了芯片内部的热稳定性。二极管D1用于在引脚7和8之间的出现反极性电压时保护芯片不受损坏。在压力的测量端，接入负载电阻RL，电阻的数值可根据采样A/D转换器的输入要求确定，如要求输入的满量程电压为5V，则应取RL=250，此时A/D转换器的输入电压范围是1V5V。6.1.4 湿度传感器应用电路湿度传感器应用电路1.土壤湿度测量土壤湿度测量 土壤湿度测量电路见图6.1.10，传感器RH是硅湿敏电阻，它在25时响应时间小于5秒，检测土壤含水量范围为0100

16、%。图6.1.10 土壤湿度测量电路 湿敏电阻具有负湿度系数，湿度下降，其电阻加大，湿度上升，其电阻减小。电路中湿敏电阻接在晶体管T1的集电极与基极之间，其电阻值的变化将改变基极电流，从而改变发射极的电流，进而改变电阻R2上的压降，也即改变了后续同相放大电路的输入电压，电路的输出电压也因此改变。因此，电路的输出与湿度成比例关系。当湿度下降时，RH升高，T1的基极电流减小，射极电流减小，R2上的压降下降，经R5和R7分压后，放大器的同相输入电压下降，Vo下降。当湿度上升时，RH减小，T1的基极电流加大，射极电流加大，R2上的压降上升，经R5和R7分压后，放大器的同相输入电压上升，Vo上升。只要电

17、路参数设置合理，输出电压即可表示湿度。电路中电位器RP1的作用是调零，当湿度为零时，调节RP1使输出Vo=0；RP2的作用是调节满度，当湿度为100%时，调节RP2使输出电压Vo=10V，即完成了电路的调节。为了提高检测灵敏度，T1管应选择高管。2.湿度控制仪湿度控制仪 图6.1.11 是湿度控制仪电路，非门G1、G2，电阻R1电容C1构成阻容RC多谐振荡器，其振荡频率为图6.1.11 湿度控制仪电路 振荡器输出的4V电压经RP1、RH分压，D1整流，再经R2、RP2分压后连接至T3的基极。RH为具有负湿度系数的湿敏电阻，当湿度下降时，RH阻值增大，其分压也增大,T3的基极电位升高，T3导通，

18、集电极电位下降，T4截止，继电器J2释放，LED2熄灭，J2控制的抽湿设备断电，停止工作。此时T1、T2导通，LED1点亮，继电器J1吸合,使加湿设备通电工作，开始加湿。随着加湿的进行，湿度逐渐增大，RH阻值下降，其分压也下降,T3的基极电位下降，T3过渡至截止,集电极电位上升，T4导通，继电器J2吸合，LED2点亮，J2控制的抽湿设备通电，开始抽湿。此时T1、T2截止，LED1熄灭，继电器J1释放，使加湿设备断电，停止工作。上述过程自动重复进行，使湿度控制在要求的范围内。电路中设置两级电位器(RP1、RP2)分压的目的是：操作人员可以根据要求的被控制湿度的湿度值，调节分压系数，改变T3的基极

19、电位，使仪器根据设定的湿度值启停加湿或除湿设备，确保湿度控制在要求的数值范围内。6.1.5 PSD距离测量应用电路距离测量应用电路1.PSD的工作原理的工作原理 以一维PSD说明其工作原理，图6.1.12是一维PSD结构图。当入射光点照射到PSD光敏面上某一点时，将产生一总的光生电流I0。由于入射光点到信号电极间存在横向电势，光电流将分别流向两个信号电极，从而从信号电极上分别得到光电流I1和I2。图6.1.12一维PSD结构图 显然，I0=I1+I2，而I1、I2的大小取决于入射光点的位置到两个信号电极间的等效电阻与电极负载电阻RL之和，当RL远小于等效电阻时，I1、I2与等效电阻成反比,因此

20、也与入射光点到两个信号电极的距离成反比，则有由于I0=I1+I2联立，可得由上两式可知，只要检测出两个信号电极的电流，即可确定入射光点的位置。2.一维一维PSD在检测距离中的应用在检测距离中的应用 用一维PSD检测距离时可利用三角测距的原理，如图6.1.13所示，设测距范围为L1(mm)到L2(mm)，投光透镜与聚光透镜的光轴间距离为B(mm)，聚光透镜与PSD受光面间距离为f(mm)，则有图6.1.13一维PSD测距原理图结合I2的表达式可得因此，只要测量出I0与I2的比值即可测得距离Lx，据此可以设计出相应的测量电路，实际电路见图6.1.14所示。PSD的反向偏置电压由两个2k的电阻组成的

21、1/2分压器组成，反向偏置电压为2.5V。图6.1.14一维PSD测距实际电路 电极电流I1、I2分别经2M的反馈回路电阻转换成电压V1和V2，V1直接接至差分放大器的同相输入端，V2经反相后接至差分放大器的反相输入端，差分放大器实现了两路信号的相加 由电流I2转换而得的电压V2经两次反相后得到Vo1，其值为式中K是由A5构成的反相放大器的闭环增益。两路信号经采样/保持器采样后接至除法器，除法器由集成乘法器 AD534构成，输出电压为将Lx的表达式代入得式中B、L、f为已知量，分别是B=50mm，L=2mm，f=12mm。故 只要使K=33.33即可实现距离的直读，调节图中的电位器RP1和RP

22、2即可实现K=33.33，RP1用于调节测量距离的下限，RP2用于调节测量距离的上限，这样图示电路便实现了距离的测量。红外 LED发光控制电路的工作原理是：经电极电流转换得到的Vo2加至电压比较器A6的同相比较端，比较器的反相端接一比较电平，电平值应保证VV+使A6输出高电平，其值与I02M有关，应根据PSD的指标及I/V电路参数确定。定时脉冲控制T3和T4的通断，当脉冲为低电平时T3截止，A6输出的高电平先使T2导通,进而使T1导通，红外LED获得电流发光，PSD即产生电极电流。与此同时，T4也截止，LF398的采样/保持控制端为高电平，S/H处于采样状态，采样与电极电流成比例的电压信号，并

23、输出至后续除法电路输出距离信号。当脉冲为高电平时T3导通，短路了A6输出的高电平，使T2截止，进而使T1截止，红外 LED无法获得电流而发光，PSD不产生电极电流。与此同时，T4也导通，LF398的采样/保持控制端为低电平，S/H处于保持状态，后续除法电路输出原先的距离信号，以保持输出的连续性。6.1.6 超声传感器测距应用电路超声传感器测距应用电路 超声波测距的原理是检测超声波发送时刻与接收时刻之间的时间差，再依据超声波的传播速度得到距离。图6.1.15是超声波测距电路的例子。检测电路由超声发射电路和超声接收电路两部分组成。电路的上半部分为超声发射电路，下半部分为超声接收电路。图6.1.15

24、超声波测距应用电路 振荡器由555电路组成，输出受引脚4电平控制，为高时振荡器振荡，为低时停振，其输出频率为 调整RP1可使振荡频率为40kHz。该振荡信号经功率晶体管T1驱动脉冲变压器T放大后驱动超声发射器发出超声波。调整RP1可使振荡频率为40kHz。振荡器的复位信号由双稳电路控制，双稳电路的R、S端分别受六分频器的输出及低频脉冲发生器的输出控制。低频脉冲发生器是在典型的阻容式振荡电路的基础上加了一个电阻R4和二极管D1构成,它们使电路处于高电平的时间缩短，因此其输出是一系列短促的窄正脉冲，其振荡频率是 六分频器由CD4017构成，其时钟输入端接555电路的输出，即时钟频率为40kHz，复

25、位端R与Q5输出端短路,并作为分频器的输出及双稳电路的R输入。在R=“0”时，CD4017在时钟脉冲的作用下Q0Q9依次输出高电平，当R=“1”时全部输出清零。这里当Q5=“1”时R=“1”，下一个时钟到来时输出又从Q0开始依次输出“1”，因此每输入6个时钟脉冲，Q5端输出一个高电平，实现了6分频。这样双稳电路的R输入脉冲频率6.67kHz的脉冲波，S输入是9Hz的窄脉冲波，S脉冲使双稳电路置位输出“1”,R脉冲使双稳电路复位输出“0”。当双稳电路置位后，555输出的第6个脉冲复位双稳电路，使555振荡，直到下一个置位脉冲到来后再输出5个脉冲。由于置位脉冲频率远低于复位脉冲频率，因此555振荡

26、器间歇性地输出40kHz的脉冲波，每组5个脉冲，脉冲经脉冲变压器放大提升功率后驱动超声波发射器工作。超声接收电路由交流放大器，比较器、6分频电路,以及时间间隔与脉冲宽度转换电路组成。交流放大器为两极反相交流放大器级联构成总增益为80dB，将微弱的接收信号放大10000倍输出给电压比较器进行脉冲整形，将脉冲波整形成CMOS电平的40kHz的超声波接收脉冲，该脉冲波输入给6分频器分频，作为时间间隔与脉冲宽度转换电路RS双稳电路的复位信号。RS双稳电路的置位信号来自发射电路的6分频器输出，发射电路每发出5个脉冲串的最后一个脉冲后将其置位。接收电路每接收5个脉冲串的最后一个脉冲后将其复位，由此Vo是脉

27、冲波，其高电平宽度等于发射波与接收波传输的时间间隔。因此本电路实现了超声波传输时间至脉冲宽度的转换，只要测量电路的输出脉冲宽度就测量得到了超声波从发射到接收的传输时间。脉冲宽度的测量采用在脉冲高电平的时间内用已知频率的时钟计数的方式即可实现，其原理框图见图6.1.16所示。图6.1.16 脉冲宽度测量原理框图 设时钟频率为fck，计数器计数值为Nx，则所测量的时间间隔为 若超声波的传输介质是空气，温度为常温，则所测量的距离为6.1.7 转速、流量测量电路转速、流量测量电路1.转速的测量转速的测量 机械转轴转速的测量对转动机械的设计、安全提供了重要数据，如航空发动机、离心压缩机、鼓风机、电动机等

28、转轴的转速，都需要进行精确测量。测量转速行之有效的方法是用测试转盘法或光电转换法。测试转盘法是将有60个齿的铁磁圆盘固定在被测转轴上，磁电式传感器（或涡流传感器、霍尔传感器等）固定在测盘的外缘，当铁磁圆盘跟随转轴转动时，传感器的线圈产生感应电动势，每转过一个齿产生一个感应电动势的峰波，通过测量感应电动势的频率就可以测量转速。光电转换法是在转轴上面画60个白条或在转轴的测盘上由圆心画出60条白色的半径，将光源发出的光照射到条纹上，用光敏元件接收由条纹反射的反射光并转换电脉冲，通过测量电脉冲的频率就可以测量转速。图6.1.17 磁电式转速传感器示意图 测量系统由磁电式转速传感器、前置放大整形电路、

29、频率测量电路组成。传感器是由安装在机轴上的60个齿的齿轮和安放在齿缘的铁心线圈组成，铁心由永磁材料制成。铁心线圈的永久磁体应尽量与齿轮靠近。当齿轮旋转时靠近永久磁体的齿被磁化，使固定的线圈相对切割磁力线而产生感应电动势，感应电动势的大小与永久磁体的磁感应强度，线圈的匝数，永久磁体靠近齿的距离和转速有关。感应电动势经放大整形后成为同频率的方波脉冲，由频率计测量其频率。设齿数为z，被测量转速为n（周/分），则感应电动势频率为由于z=60，故被测转速为 因此只要测量感应电动势的频率f，就可以测量得到转速。图6.1.18 基于ICM7216B芯片的转速测量电路 图中A1构成隔直放大电路，A2为比较器用

30、于将放大后的脉动波形整形成标准电平的方波。ICM7216B构成频率测量电路。自转速传感器输出的脉动信号，由电容C1隔离掉脉动信号中的直流分量，并输至运算放大器的同相输入端，放大1+R2/R1倍后输至过零比较器A2的同相输入端，比较器的输出即为TTL电平或5VCMOS电平的标准脉冲信号，其频率与转速传感器输出脉冲的频率相同。2）涡轮式流量传感器测量电路）涡轮式流量传感器测量电路 涡轮式流量传感器是利用放在流体中的叶轮的旋转速度进行流量测量的一种传感器。当叶轮置于流体中时，由于浆叶的迎流面和背流面流速不同，因此在流向方向形成压差，所产生的推力使旋浆转动。如果选择摩擦力小的轴承来支撑叶轮，且叶轮采用

31、轻型材料制作，那么可使流速和转速的关系接近线性，只要测得叶轮的转速，便可测量流体的流速，从而测量流量。叶轮的叶片可以用导磁材料制作，然后由永久磁铁、铁芯及线圈与叶片形成磁路。当叶片旋转时，磁阻将发生周期性的变化，从而使线圈感应出脉冲电压，此脉冲电压的频率f即与叶片转速或流过管道的瞬时流量Q成正比，瞬时流量Q的单位是升/秒（L/s），于是有关系式f=KQ，即式中，K是涡轮式流量传感器的流量系数，其单位是脉冲数/升。K值一般为小数点后带两位小数的4位数，在一定的流量范围、黏度、温度和压力下，每个传感器的K值为一常数，由厂家标定后向用户提供。单位时间内传感器输出的电脉冲数中含有的K值数，就是所测量的

32、流量。由于K为具有小数位的实数，如果直接采用分频器实现除K运算，只能先对K取整（小数点以下四舍五入），然后再进行除法，这样将会引起较大测量误差，且分辨力仅为1L/s。为了实现小数除法，可以将计数的电脉冲值输出给微处理器，由微处理器进行软件除法，从而实现流量测量。此法可以在一定程度上提高测量测量精度，但是，由于计数器无法实现小数计数，因此计数过程舍去的小数脉冲，并不能由微处理器补偿，所以测量精度不能从本质上得到提高；另一方面，测量分辨力也无法提高。解决上述问题的方法是，先根据流量系数K小数点以下的数据位数n，对传感器输出的电脉冲进行10n倍频，然后再由计数器对倍频后的脉冲进行计数，其结果等效为实

33、现了小数计数。综上所述，基于涡轮式流量传感器精确测量流量的方法是，首先将传感器输出的电脉冲倍频10n倍（n是流量系数K小数点以下的数据位数，一般取n=2），然后由计数器在单位时间内计数倍频后的电脉冲，得到原脉冲频率100倍的频率值，将该值除以100K即可得到所测流量。图6.1.19 基于涡轮式流量传感器的流量测量原理框图 流量传感器输出的电脉冲信号首先需要进行放大整形，变换成标准电平的方波信号，该信号的频率与流量传感器的输出电脉冲的频率相等。整形后的信号由后续的100倍频电路倍频100倍（这里假设传感器的流量系数具有两位小数），并输出至控制与门。时基电路为由晶体振荡器构成的秒脉冲发生器，其输出

34、占空比50%的方波，周期为2s，高低电平的宽度均为1s，该信号一方面经由R1、C1和与门构成的移相电路移相后作为控制与门的门控信号；另一方面经由R2、C2和与门组成的上升沿提取电路提取出上升沿，利用该上升沿作为输出锁存器的选通信号，同时该信号作为中断请求信号，通知计算机本次测量完成可以取走测量结果。计算机接收到中断请求信号后，通过接口电路获取测量计数值，将计数值除以100K便得到所测量的流量值，单位取决于流量系数K的单位，如果流量系数的单位是脉冲数/L，则测得的流量单位是L/s。而如果流量系数的单位是脉冲数/mL，则测得的流量单位是mL/s。6.1.8 编码器及其应用编码器及其应用 转角通常采

35、用转角编码器进行测量，其基本原理是将转角转换成光脉冲或电脉冲，通过对脉冲进行计数实现转角测量。转角编码器又称码盘，是一种分辨力与精度都较高的测角传感器。转角编码器有两种类型：一是绝对式编码器，另一种为增量式编码器。增量式编码器则是一种转角/脉冲数转换器，输出的脉冲可由计数器进行计数，并可根据转动的方向输出方向信息，因此它可以在测量转角的同时，确定转向，据此可以测量相对角度。增量式转角编码器包括：一个结构较为简单的光脉冲调制盘，光脉冲读出装置（光电转换装置）以及一组逻辑与计数电路，测量原理框图如图6.1.20。图6.1.20 增量式转角编码器测量转角原理框图 光脉冲调制盘的原理图如图6.1.21

36、所示。它由三个圆环组成。两个外圆环上均匀分布着相同数量的透光与不透光的栅格，并在空间上错开半格。其中一个圆环用来产生计数脉冲，另一个圆环产生辩向脉冲。因为系统的最小计数单位是一个脉冲，所以栅格的总数决定转角测量的分辨力。第三个圆环上只有一条透光的狭缝，由它产生调制盘的参考点位置（转角的测量零点）。图6.1.21 光脉冲调制盘的原理图 如果将调制盘作正向或反向旋转，光脉冲读出装置（光电转换装置）可产生相应的脉冲输出。正转时，计数脉冲波形滞后90于辩向脉冲波形；反转时，计数脉冲波形超前90于辩向脉冲波形。调制盘转过的角度大小与计数脉冲的个数成正比，转向的辨别则要靠相位上超前还是滞后的区别。辨向逻辑

37、与计数电路如图6.1.22所示。图6.1.22 辨向逻辑与计数电路 光敏元件输出的计数脉冲信号和辩向脉冲信号经放大整形后变成了方波脉冲Pl和P2，两者相位上的关系与转向有关，如图6.1.23(a)、(b)所示。(a)(b)图6.1.23 计数脉冲信号和辩向脉冲信号(a)正转时；(b)反转时6.2 数据采集系统6.2.1 基于嵌入式基于嵌入式PC的通用数据采的通用数据采集系统集系统1.结构形式结构形式 数据采集结构采用分时多通道数据采集结构，输入为16通道，计算机总线为PC104总线，控制方式采用程序控制I/O查询方式。2.输入通道及输入通道及 A/D转换接口转换接口 电路见图6.2.1。输入1

38、6个通道，采用2片CD4051并联构成，通道选通和芯片选通由74LS173锁存的控制码控制，控制码为0000B0111B时，U1被选通，从而选通CH0CH7，控制码为1000B1111B时，U2被选通，从而选通CH8CH15，控制码由输出指令向0340H口写入。图6.2.1 数据采集输入通道及ADC接口 A/D转换器选用MAX196，为双极性12位并行转换并行输出，A/D转换器由软件向0344H接口写入控制字启动。转换状态INT由0342H口输入的 D0位的高低电平判断，为高时表示正在转换，为低时表示转换结束，数据可以输出。转换结果，由输入指令从0344H口读取，由于是12位并行读取，故需要在

39、读取的同时给PC104总线的 线施加一低电平驱动信号，这里采用 OC门加上拉电阻的方式实现，OC门的输入为读数负脉冲，经OC门后产生负驱动信号，驱动 线，实现12位转换结果并行读出。3.译码部分译码部分图6.2.2 数据采集系统中的译码电路 译码器采用74LS154，因为数据输入为16位并行，因此外设口均为偶地址。为了确保计算机在进行 DMA操作时不影响本数据采集系统的I/O操作，这里使AEN信号参与译码，且仅当AEN=“0”时译码器工作，而当计算机进行DMA操作时AEN=“1”，译码器不工作，以避免了I/O操作和 DMA操作发生冲突。译码地址分配表 译 码 地 址分 配 对 象Y0(0340

40、H)通道选择Y1(0342H)读A/D转换状态标志Y2(0344H)写A/D控制字及读A/D转换结果Y3(0346H)未用Y4(0348H)未用Y5(034AH)未用Y6(034CH)未用Y7(034EH)未用4.调试软件调试软件 mov dx,0340h mov al,xxh ；XX为通道号 out dx,al ；选择通道 mov dx,0344h mov al,48h out dx,al ；写入控制字启动转换 mov dx,0342hstatus:in al,dx and al,01h jnz status ；判INT的状态 mov dx,0344h in ax,dx ；取A/D转换结果6

41、.2.2.基于通道表结构的数据采集基于通道表结构的数据采集系统系统 与常规数据采集系统不同，基于通道表结构的数据采集系统的采样模式是可变的，各通道的采样速率、增益可编程设定，原理结构框图见图6.2.3。图6.2.3 通道表结构数据采集系统的原理框图 采集系统由输入多路模拟开关、可编程增益放大器、通道表存储器、地址计数器、A/D转换器、采样定时器以及接口电路组成。计算机总线为ISA总线，控制方式采用中断方式。本采集系统共32个通道，模拟开关采用两片CD4067级联构成，控制信号除4路通道地址线外，另需利用禁止（Inhabit）信号进行片选，因此模拟开关的控制信号有5个。可编程增益放大器的增益共有

42、1、2、4、8、16、32、64、128八挡，需要三个地址选择信号经3-8译码后选择对应的增益。由此可知，通道选择及增益选择的控制信号共需8个，正好构成一个字节，这就是本采集系统的通道控制字节，通道控制字节就是通道表的存储内容。D7D6D5D4D3D2D1D0InhabitA3A2A1A0A2A1A0 通道表存储器采用28C16E2PROM，地址计数器采用74LS161级联构成，由于28C16的存储容量为2K，因此需要12Bits二进制地址线，故需采用3片74LS161级联成12Bits地址计数器，A/D转换器为MAX196。电路的工作过程为：（1）根据数据采集的要求编制通道表。（2）向存储器

43、写入通道表，过程为：向0340H口写入任意数清零地址计数器；向0346H口写入00H，使数据总线三态隔离器处于导通状态；依次向0344H口写入通道表中的控制字节，写入的数量与通道表的长度相等。结束后即可开始进行数据采集。（3）向0346H口写入01H，使数据总线三态隔离器处于隔离状态，为采集作好准备。（4）当采样定时器的时钟上升沿出现，经反相后向CPU申请中断，CPU响应中断后开始数据采集。每一个时钟上升沿触发一次中断，并采集一次数据。（5）数据采集过程如下：向0340H口写入任意数清零地址计数器；向0342H口写入任意数，一方面使地址计数器增1，另一方面读出地址计数器对应单元的控制字节，该字

44、节被锁存入数据锁存器，选择采集通道和放大器增益。（6）向0348H口写入A/D控制字节，启动A/D转换。（7）当转换完毕INT变低，该信号作为中断申请信号，向CPU申请中断，取走采集结果。上述（4）（7）步骤重复进行，可连续进行数据采集。采样定时时钟的频率决定了数据采集的速度，改变其频率可改变数据采集的速度，通常采样定时时钟由锁相环频率合成器构成。通道表的编制决定了采集模式，这里以遥测数据采集为例介绍通道表的编制。设32路信号的频率范围如表所示。参量数频率范围采样频率42.5kHz2.0kHz5kHz81.0kHz0.5kHz2.5kHz200.1kHz0.01kHz0.25kHz 由表可知3

45、2路参量可以划分为三类，选择第二类作为主帧，则第一类为超帧，第三类为副帧。由于主帧信号的最高频率为1.0kHz，而超帧信号的最高频率为2.5kHz，根据采样定理，将主帧的采样频率定为2.5kHz，则超帧的采样频率定为5.0kHz，又因副帧信号的最高频率为0.1kHz，将采样频率定为0.25kHz，这样超帧采样频率是主帧采频率的两倍，而副帧采样频率是主帧采样频率的1/10。超帧主帧超帧副帧145121413231451214142414512141525145121416261451214172714512141828145121419291451214203014512142131145121

46、42232 在一个采样周期中超帧信号采样两次，主帧信号采样一次，而副帧信号中仅对其中的两路信号进行采集，在十个采样周期中，一路副帧信号仅被采集一次，这样实现了对三类信号的采样分别按不同采样频率进行。由于主帧采样频率为2.5kHz，一个采样周期中等效为对18路信号进行采集，因此对于每一路信号的采集频率应为2.5kHz18=45kHz，即采样定时时钟的频率应为45kHz。采集序号D7D6D5D4D3D2D1D01000002000013000104000115001006001017001108001119010001001001110101012010111316与14相同170110018101101934与116相同35011013610111163178与116相同1791010118011111 将该通道表写入E2PROM中，在采样定时时钟的控制下，表中的数据依次读出，控制输入通道选择开关及PGA按采样周期表选择通道，设定PGA增益，从而实现按规定的模式采样。以这种方式设计的数据采集系统能够在不改变硬件系统的情况下进行各种工作模式的数据采集。具有很强的灵活性及适应性，这是目前数据采集设计的主流技术。此课件下载可自行编辑修改，仅供参考！此课件下载可自行编辑修改，仅供参考！感谢您的支持，我们努力做得更好！谢谢感谢您的支持，我们努力做得更好！谢谢