电子大赛实验报告.doc

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1、低频数字式相位测量仪设计报告摘 要本系统以EXP430G2单片机为核心，辅以必要的模拟电路，构成了一个基于具有高速处理能力的低频数字式相位测量仪。该系统由相位测量仪和移相网络组成；移相网络能够产生-4545相位差的两路信号；相位测量仪能够测量出具有0359的两路信号的相位差，绝对误差小于2，具有频率 测量及数字显示功能。经过实验测试，以上功能均可以准确实现。关键字：单片机 移相 相位差 数字显示1方案设计与论证11移相网络设计方案本设计的核心问题是信号的模拟移相程控问题，其中包括波形相位以及波形幅度的程控。在设计过程中，我们首先考虑了赛题中提供的方案。如图1-1所示：VV1V2图 1-1该模拟

2、电路主要采用高、低通电路的临界截止点来产生极值相位的偏移。当高、低通电路的截止频率等于输入信号频率时，根据其幅频特性，信号波形所产生的相位分别为45和-45，恰好满足赛题要求的连续相移范围-4545的调节。由于高、低通电路在截止点时会产生幅度的衰减，故电路在后级加了放大电路，且采用了电压串联负反馈的方式提高了输入阻抗并降低了输出阻抗，电路最后还设计有调幅装置，能够很好地满足A、B输出的正弦信号峰峰值可分别在0.3V5V范围内变化。 综上所述，该移相网络能够满足赛题的所有要求，且电路设计简单、易行，故我们直接采用了这种方式来产生模拟的相移输出。1.2相位测量仪设计方案方案一：检相器可以利用正弦波

3、形的正半周和负半周的对称特性。利用这一特性，正弦信号之间的相差可以在小于1/4信号周期的时间内被检测出来。其中，双极性锯齿波的频率是参考信号的两倍。它的中心点与参考信号的零点对齐。通过其幅度对应于输入正弦信号在半周期内的过零点的变化可以线性地反映相位变化，并通过采样保持电路把锯齿波在该点的幅值转换成支流电压输出。其整体框图见1-3-2。图 1-3-2从实质上说，该方案为一个相位电压转换电路，是将相位差近似的转换成电压信号，需要用极精密的芯片和调试方法来达到较高的精度，而且其转换出来的连续电压信号很难适合本题的数字化问题。应该说该方案比较适合做芯片的开发以适应其他的需求。方案二：使用单片机定时计

4、算的相位差测量电路。本系统对输入的信号进行了过零比较放大整形处理，使输入正弦信号转化为单片能识别的数字信号。用单片机控制两个16位定时计数器来采样两信号的过零时间差和信号的周期，以取来的大数据来满足对相位差的极高分辨率。采集的数据经单片机进行处理，以送至液晶或其他的显示装置以显示。该方案具有思路相对清晰，容易实现，在辅以具有很强控制能力的单片机，所以，采取此方案成为目前阶段顺理成章的事情。2系统设计2.1总体设计2.1.1系统框图 如图2-1-1所示。图 2-1-1移相网络整行网络相位测量数字显示系统内部三个单元的具体设计框图如下：信号源信号跟随输出高通电路产生0-45度的相位波形输出位波形输

5、出低通电路产生-45-0度的波形输出相位调节-45-45信号放大输出 图2-1-1A 2-11信号整型定时计数器器器信号输入单片机液晶显示中断中 中断中断图2-1-1B 2.1.2模块说明移相网络：利用高、低通电路的临界截止产生连续相移调节范围为-4545的模拟相位输出，通过放大电路及调幅装置实现幅度0.3V5V连续可调。相位测量仪：由单片机程序中的两个计数器分别对所测信号的相位差、周期进行计数，然后将数据进行处理并送液晶显示。二、 设计方案论证1 电路各部分介绍图5.1所示的模拟移相网络是以运放为核心构成的模拟电路，为了分析的方便，将图5.1重画于图5.2中，该模拟移相网络的构成具体情况如下

6、: (1) 两条RC串联电路分别是滞后网络和超前网络。 (2) 运放 A1、A2是电压跟随器，分别取得信号UR和UC，并隔离其前后两部分电路，使其前后两部分互相不产生影响（指不良影响）。 (3) A4构成同相放大电路，其电压放大倍数大于1。UB与Uo同相。 (4)A3是电压跟随器。UA与Ui同相。 (5) RP1 电位器是移相电位器（shift phase）。 (6) RP2 、RP3电位器是输出电压幅度调节电位器。 图5.2 重画移相网络2 电路工作原理（1） 画相量图设Ui是正弦信号，则UA与UB是两个同频率的正弦信号。所谓相位，是指相位差，即UB与UA的相位差，不妨令相位差为。所谓移相，

7、是指改变。画相量图如图5.3所示。在画相量图时，考虑了两条并联的RC移相电路是参数相同的，因此，两条RC电路中两个电阻R上的电压完全相等（相位、频率、幅值都对应相等），两个电容C上的电压也完全相等，并且考虑了电压跟随器A1、A2的电压跟随特性。由于UA与Ui同相，且UB与Uo同相，因此，UB与UA的相位差就是Uo与Ui的相位差。图5.3 相量图(a) RC移相电路；(b) 相量图 （2） 分析过程参考图5.2和图5.3，分析后可以得到如下结论:当RP1滑动触点分别处于上下端点时，Uo分别等于UR、UC，这时相位差分别大于0、小于0，而且|90。当RP1的滑动触点改变位置时，Uo相量的端点在UR

8、UC相量上移动，相位差随之也发生改变。为了保证45+45，则Ui必须处于90角的平分线上，这样的话，UR=UC，而UR=IR，UC = ，所以 ，此式就是我们确定参数电阻R和电容C的依据。 在R= 条件下，UR = UC = Ui Ui，而且，由相量图可以看出，当RP1滑动触点处于中间位置时Uo与Ui同相，这时Uo取得最小值，为Uo min= Ui =0.5Ui；当RP1滑动端点处于上、下端点时，Uo取得最大值，为Uomax=UR=UC=0.707Ui。由此可见，0.5UiUo0.707Ui ，此式就是我们确定运放A4电压放大倍数的依据。为了由Uo而得到UB，而且使得UB的变化范围达0.35

9、V，则必须对Uo进行放大，这是由运放A4来完成的。取A4的电压放大倍数为2，则有UiUB max1.414Ui 。三、 电路的设计1 .元器件参数的选择(1) 参数计算当输入正弦信号Ui的频率为20 Hz20 kHz时，由于电容的容抗1/C变化比率达1000倍，而电阻的值不变，要保证R=1/C，则必须同时改变电容C和电阻R 。因为容抗变化比率为1000倍，所以我们想到通过波段开关切换电容，并且保证在某一电容值下，通过电位器来改变电阻R ，使得频率在某一较小范围内（与20 Hz20 kHz频率范围比较），保证R=1/C。电容参数的选择如表5.1所示。 表5.1 电容参数的选择由表5.1可以确定电

10、阻R，不妨令R=300 +（010） k ，即取一个300 的固定电阻，一个10 k的电位器，二者串联，获得所需要的电阻R。因为有两条RC串联电路，所以电位器采用双连电位器，并且电容的改变可通过双刀三掷波段开关实现切换。（2） 电路图最后所设计的完整的模拟移相网络电路图如图5.4所示。运算放大器选用LM324；取R=300 +（010） k，其中两个10 k可变电位器是联动的；S1、S2是一个双刀三掷波段开关，S1、S2也是联动的；电位器RP1=RP2=RP3=10 k；为了保证运放U1D的电压放大倍数为2，取R1=R2=10 k；J1、J2是移相信号输入、输出插座。容值为2.2 F、0.01

11、 F的电容器。因为A、B输出端的正弦信号峰峰值分别在0.35 V范围内变化，不妨假设Ui的峰峰值就是0.35 V， 因为UA = Ui ，则UA满足要求。而UB的最大值为1.4Ui max=1.45 V=7 V。所以，为了保证电路具有足够的动态范围并适当留有一定的裕量，选定SS4323A可跟踪直流稳定电源，供电电压为12V。图5.4 模拟移相网络电路图2 .电路调试方法（操作使用方法）根据移相网络的工作原理及元器件参数的设计，不难给出移相网络的调试方法（也是该移相网络的操作使用方法）如下:（1） 对应输入信号的不同频率段，通过波段开关S1、S2切换电容器分别为2.2 F, 0.01F。如表5.

12、1所示，当输入信号频率为20100 Hz时，S1、S2处于位置1；当输入信号频率为100 Hz1 kHz时，S1、S2处于位置2；当输入信号频率为120 kHz时，S1、S2处于位置3。(2) 对于每一个任意的频率为f的正弦波输入信号Ui，移相以前要进行校准。不仅要先调整波段开关切换电容，还要调双连电位器，使得当RP1分别在上、下端点时，保证R=1/C，UA与UB的相位差分别为45，而且此时（RP1分别在上、下端点的情况下）有(3) 经过步骤(2)校准后，移相网络就可以正常使用了。改变RP1滑动触点的位置可以移相，且有45+45，改变RP2可改变UA，UA=(01)Ui；改变RP3可改变UB，

13、且当UB与Ui同相时有UB=(01) Ui ，当UB与Ui不同相时有UB=(0 ) Ui 。（4） 移相网络的输入阻抗。移相网络的输入阻抗是两条串联RC电路的并联值，电路输入阻抗为 （361.77234 ）=2555115 2.2.1-1 测量结果输入频率相位范围电压可调范围误差20 HZ1K HZ20K HZ2.2.2 整型网络因为经过移相网络信号会衰减，我们采用的555作为施密特触发器的核心，所以输入信号要达到触发电平，因此在整型网络输入端增加一级同相放大，以达到触发电位。2.2.3相位测量仪设计因为输入信号幅度为15V，为了使整流电路正常工作，必须将小信号部分放大，在设计中我们采取了前级放大10倍。此外，在放大电路之前我们还装配了电压跟随器，满足了基本部分中相位测量仪的输入阻抗大于等于100K。 在相位差测量过程中，不允许两路被测输入信号在整形输入电路中发生相对相移，或者应该使得两路被测信号在整形输入电路中引起的附加相移是相同的，因此，我们对A、B两路信号采用了相同的整形电路。为了避免出现被测输入信号在过零点时多次触发翻转的现象，我们设计了第二种整形电路，即使用施密特触发器组成的整形电路。为了保证输入电路对相位仪测量不带来误差，必须保证两个施密特触发器的两个门限电平对应相等，这可以调节电位器来实现。2.2.4软件系统 图 2-3-1