北交通信电子线路高频.docx

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1、北交通信电子线路高频通信电子线路 探讨性学习报告 姓 名 _学 号 _班 级 _任课老师 _ 路勇 _时 间 2014 年 11 月 11 日 _书目 第一部分 丁类功率放大器. 1. 一、功放的分类与概述. 1. 二、丁类功放的发展历程. 2. 三、丁类功放的基本结构. 2. 四、丁类功放的工作原理. 3. 五、丁类功放的特点与前景. 6. 六、结论. 7. 其次部分 振幅调制与解调. 8. 一、试验要求. 8. 二、试验原理. 8. 1 、振幅调制与解调. 8. 2 、一般振幅调制. 8. 3 、双边带振幅调制. 9. 4 、 单 边 带 振 幅 调 制. 1.0 5 、 峰 值 包 络

2、检 波. 1.1 6 、 乘 积 检 波. 1.2. 三、电路设计及仿真. 1.3 1 、 AM 调制与解调. 1.3. 2 、 DSB 调制与解调. 1.7 3 、 SSB 调制与解调. 1.8 四、收获与感想. 2.0.1第一部分 丁类功率放大器 摘 要 ：丁类功率放大器，也称 D 类功率放大器或开关型功率放大器，现在又有人称之为 数字功率放大器。系利用极高频率的转换开关电路来放大音频信号的。具有效率高， 体积小 的优点。很多功率高达 1000W 的这类数字式放大器，体积只不过像盒 VHS 录像带那么大。这类放大器不相宜于用作宽频带的放大器，但在有源超低音音箱中却有较多的应用。关键词：丁类

3、放大器 D 类放大器 开关型放大器 数字式放大器 一、功放的分类与概述 传统的功率放大器主要有 A 类 （甲类 ）、 B 类 （乙类 ）和 AB （甲乙类 ），除此之外，还有 工作在开关状态下的 D 类（丁类）功放。A 类功率放大器在整个输入信号周期内都有电流连续流过功率放大器件，其晶体管总 是工作在放大区， 并且在输入信号的整个周期内晶体管始终工作在线性放大区域， 它的优点 是输出信号的失真比较小，缺点是输出信号的动态范围小、效率低，志向状况下其效率为 50 % ，考虑到晶体管的饱和压降及穿透电流造成的损耗， A 类功率放大器的最高效率仅为 45 %左右。B 类功率放大器在整个输入信号周期内

4、功率器件的导通时间为 50 % ，因为其晶体管只 在输入信号的正半周工作在放大区， 在输入信号的负半周是截止的。它的优点是效率志向情 况下可达 78. 5 %，比 A 类的提高了许多，其缺点是非线性失真却比甲类功放大，而且会产 生交越失真，增加噪声。AB 类 （甲乙类 ）功率放大器是以上两种放大器的结合，使每个功率器件的导通时间在 50 % 100 %。此类放大器目前最为流行，它兼顾了效率和失真两方面的性能指标，在设计 该功率放大器时要设置功率晶体管的静态偏置电路， 使其工作在甲乙类状态。这类功放失真 小于乙类功放，但其效率比乙类功放要低一些。D 类功率放大器又叫开关型功率放大器， 现在又有人

5、称之为数字功率放大器。它利用晶 体管的高速开关特性和低的饱和压降的特点，效率很高，理论上可以达到 100%，事实上可 以达到 90%。此电路不须要严格的对称，也不须要困难的直流偏置和负反馈，使稳定性大 大提高。用同样的功耗的管子可得到比 AB 类放大器高 4 倍功率的输出。2二、丁类功放的发展历程 在音响领域里人们始终坚守着 A A 类功放的阵地。认为 A A 类功放声音最为清爽透亮，具 有很高的保真度。但是，A A 类功放的低效率和高损耗却是它无法克服的先天顽疾。B B 类功放 虽然效率提高许多，但实际效率仅为 50%左右，在小型便携式音响设备如汽车功放、笔记 本电脑音频系统和专业超大功率功

6、放场合， 仍感效率偏低不能令人满足。所以，效率极高的 D D 类功放，因其符合绿色革命的潮流正受着各方面的重视。由于集成电路技术的发展，原来 用分立元件制作的很困难的调制电路， 现在无论在技术上还是在价格上均已不成问题。而且 近年来数字音响技术的发展，人们发觉 D D 类功放与数字音响有许多相通之处，进一步显示 出 D D 类功放的发展优势。D D 类功放是放大元件处于开关工作状态的一种放大模式。无信号输入时放大器处于截止 状态，不耗电。工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态， 晶体管相当于一个接通的开关， 把电源与负载干脆接通。志向晶体管因为没有饱和压降而不耗电， 事实上晶体管总会有很小 的

7、饱和压降而消耗部分电能。这种耗电只与管子的特性有关， 而与信号输出的大小无关， 所 以特殊有利于超大功率的场合。在志向状况下， D D 类功放的效率为 100%，B B 类功放的效率 为 78.5%，A A 类功放的效率才 50%或 25% （按负载方式而定）。D D 类功放事实上具有开关功能， 早期仅用于继电器和电机等执行元件的开关限制电路中。然而，开关功能（也就是产生数字信号的功能）随着数字音频技术探讨的不断深化，用与 Hi- -i Fi 音频放大的道路却日益畅通。0 20 世纪 0 60 年头，设计人员起先探讨 D D 类功放用于音频 的放大技术，0 70 年头 e Bose 公司就起先

8、生产 D D 类汽车功放。一方面汽车用蓄电池供电须要更 高的效率，另一方面空间小无法放入有大散热板结构的功放，两者都希望有 D D 类这样高效 的放大器来放大音频信号。其中关键的一步就是对音频信号的调制。三、丁类功放的基本结构 F F 图是丁类功放的基本结构，主要由调制器、开关放大器和低通滤波器等三部分组成。 Trnrm3第一部分为调制器，最简洁的只需用一只运放构成比较器即可完成。上肯定直流偏置后放在运放的正输入端， 另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输 入端。当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。若音频输入信号为零、直流偏置三角波峰值的 1/2,则

9、比较器输出的凹凸电平持续的时间一 样，输出就是一个占空比为二分之一的方波。当有音频信号输入时，正半周期间， 比较器输 出高电平的时间比低电平长， 方波的占空比大于二分之一； 负半周期间，由于还有直流偏置， 所以比较器正输入端的电平还是大于零， 但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为削减， 方波占空比小于二分之一。这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制 后的波形，称为 PWM（ Pulse Width Modulation 脉宽调制）或 PDM （ Pulse Duration Modulation 脉冲持续时间调制）波形。音频信息被调制到脉冲波形中。其次部分就是 D D 类

10、功放，这是一个脉冲限制的大电流开关放大器， 把比较器输出的 PWM 信号变成高电压、大电流的大功率 M PWM 信号。能够输出的最大功率由负载、电源电压和晶 体管允许流过的电流来确定。第三部分需把大功率 M PWM 波形中的声音信息还原出来。方法很简洁，只须要用一个低 通滤波器。但由于此时电流很大， C RC 结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采纳，必需运用 C LC 低通滤波器。当占空比大于二分之一的脉冲到来时， C C 的充电时间大于放电时间，输出 电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长， 输出电平下降，正好与原音频信号的幅度改变相一 致，所以原音频信号被复原出来，见下图 把原始音频信号加 L

11、匕较上的两个波形 调制用応俺於 PWMffl 号4四、丁类功放的工作原理 D D 类放大器工作在开关状态下可以采纳脉宽调制（ PWM ）模式。利用 M PWM 能将音频5输入信号转换为高频开关信号。通过一个比较器将音频信号与高频三角波进行比较， 当反相 端电压高于同相端电压时， 输出为低电平 ；当反相端电压低于同相端电压时， 输出为高电平。现代 D D 类放大器运用多种调制器拓扑结构，而最基本的拓扑组合了脉宽调制（ PWM）以及三角波（或锯齿波）振荡器。下图给出一个基于 M PWM 的半桥式 D D 类放大器简化框图。它包括一个脉宽调制器，两个输出 MOSFET，和一个用于复原被放大的音频信号

12、的外部低 通滤波器（F LF 和 CF）。 .11如图所示，p p 沟道和 n n 沟道 T MOSFET 用作电流导向开关，将其输出节点交替连接至 VDD 和地。由于输出晶体管使输出端在 D VDD 或地之间切换，所以 D D 类放大器的最终输出是一个 高频方波。大多数 D D 类放大器的开关频率 （f f sw ）通常在 z 250kHz 至 z 1.5MHz 之间。音频输入 信号对输出方波进行脉宽调制。音频输入信号与内部振荡器产生的三角波 （或锯齿波）进行 比较，可得到 M PWM 信号。这种调制方式通常被称作自然采样 ，其中三角波振荡器作为 采样时钟。方波的占空比与输入信号电平成正比。

13、没有输入信号时，输出波形的占空比为 50%。下图显示了不同输入信号电平下所产生的 M PWM 输出波形，输出信号脉宽与输入信号 幅值成正比。6为了从 M PWM 波形中提取出放大后的音频信号，需将 D D 类放大器的输出送入一个低通 滤波器。LC低通滤波器作为无源积分器（假设滤波器的截止频率比输出级的开关频率至少 低一个数量级），它的输出等于方波的平均值。此外，低通滤波器可防止在阻性负载上耗散 高频开关能量。假设滤波后的输出电压（ VO_AVG ）和电流（ IAVG ）在单个开关周期内保 持恒定。这种假设较为精确，因为 f f sw 比音频输入信号的最高频率要高得多。因此，占空比 与滤波后的输

14、出电压之间的关系，可通过对电感电压和电流进行简洁的时间域分析得到。IAVG ）在单个开关周期内可以看作是恒定的，所以开关周 期（T T sw ）起先时的电感电流必定与开关周期结束时的电感电流相同，如下图所示。等式 2 2 表明，电感电压在一个开关周期内的积分必定为 0 0。利用等式 2 2 并视察上图给出 的 Vi_ （t t ）波形，可以看出，各区域面积（ A ON 和 A OFF ）的肯定值只有彼此相等，等式 2 2 才能 成立。基于这一信息，我们可以利用开关波形占空比来表示滤波后的输出电压:(4) A UTL SS（5 5）流经电感的瞬时电流为: 由于流入负载的平均电流（ (3) (1)

15、 (2)7将等式 4 4 和 5 5 代入等式 3 3,得到以下等式：I -；冈議也叽玮（ 6 ）最终，得到 V 的表达式：（ 7 7）式中 D D 是输出开关波形的占空比。五、丁类功放的特点与前景 在传统晶体管放大器中， 输出级包含供应瞬时连续输出电流的晶体管。实现音频系统放 大器很多可能的类型包括 A A 类放大器，B AB 类放大器和 B B 类放大器。与 D D 类放大器设计相 比较，即使是最有效的线性输出级，它们的输出级功耗也很大。这种差别使得 D D 类放大器 在很多应用中具有显着的优势，因为低功耗产生热量较少，节约印制电路板（ pcb）面积和 成本，并且能够延长便携式系统的电池寿

16、命。越来越多的 D D 类放大器正用于有效驱动蜂窝电话、个人媒体播放器、笔记本电脑以及 其他便携式消费设备中的扬声器，代表了这些应用的将来发展趋势。D D 类放大器在过去的几代产品中已经得到了巨大的发展，在传统 D D 类放大器中，用控 制器将模拟或数字音频信号在被集成到功率后端设备中的功率 T MOSFET 管放大之前转换成 M PWM 信号。这些放大器效率很高，运用很小的散热器或根本不须要散热器，而且降低了对 电源输出功率的要求。音频是 D D 类放大器的典型应用，I ADI 公司新的 D D 类音频放大器使音频处理器更具吸引 力。ADAU1590、2 ADAU1592 和 3 ADAU1

17、513 是双通道 D D 类放大器，在同类音频功率放大器 中具有最佳的性能。这3 3 款新的放大器在驱动 8 Q Q 负载时具有 90%的额定功率效率和 101dB 动态范围。I EMI 是 D D 类放大器目前面临的一个问题，假如不能正确地理解和运用， D D 类输出的高 频器件会产生大量 EMI，并影响其他设备的运行。有两类 I EMI 信号值得关注：被辐射进入 空间的信号和通过扬声器和电源线传导的信号。某些板级设计技术可以削减辐射， 但调制方 案确定着传导与辐射 I EMI 的基线频谱。I ADI 公司利用扩频脉冲密度调制使得辐射最小，并 利用咔嗒声和爆米花噪声抑制电路实现导通和关断期间

18、输出端电压毛刺的最小化， 从而削减 了激活和禁用状况下听得见的噪声。无滤波问题往往会被误会。早期的 D D 类放大器须要大 型的 LC 滤波器，以过滤高频开关重量。不过，随着调制技术的改进，扬声器电感可以作为 滤波器运用。扬声器与人耳的结合，可以成为极好的低通滤波器，使开关噪声变得听不见。不过，由扬声器电感和寄生电容组成的低通滤波器还不是志向的滤波器，因此 ADI 公司控 制芯片的开关速度和信号沿改变率，以将电磁辐射减8到最小。六、结论 随着科技的发展， D 类功放越来越多的被人们所应用， D 类放大器的盛行也为人们带来 了许多的便利。现代 D 类放大器除具有 AB 类放大器的全部优点（即良好

19、的线性和最小的 电路板空间）外，更具有高效优势。当前，有多种 D 类放大器可供选用，以满意各类应用 需求。这些应用包括低功耗便携式应用（如蜂窝电话和笔记本电脑），电池寿命、电路板空 间和 EMI 兼容性要求在这类应用中至关重要；还包括大功率应用（如车载音响系统或平板 显示器），最大限度降低散热需求和发热量在这类应用中必不行少。对 D 类功放的了解越深 入才可以避开一些错误的推断，使 D 类功放发挥出其最大的价值。参考文献 1D 类放大器 百度百科 2D 类功放 百度百科 3 李信 .D 类功率放大器原理与应用技术进展 4茅于海. .漫谈 D 类音频放大器9其次部分 振幅调制与解调 一、 试验要

20、求 利用乘法器实现振幅调制与解调 二、试验原理 1、振幅调制与解调 在无线通信系统中， 为了将信号从放射端传输到接收端， 必需进行调制和解调。调制就 是在发送端把要传送的信号 (即调制信号) 去限制一个高频振荡， 这个受调的高频振荡叫做 载波，它的频率很高， 可达几百千赫 几百兆赫， 因而可以采纳合理的天线有效地放射出去。在接收端收到的是已调波信号， 须要将载波除掉， 即将调制信号从载波上取下来， 得到原有 的调制信号，这种反调制的过程，又称作解调。在振幅调制中，依据所输出已调波信号频谱重量的不同，分为一般调幅( AM )、抑制 载波的双边带调幅( DSB )、抑制载波的单边带调幅( SSB)

21、等。M AM 的载波振幅随调制信 号大小线性改变。DSB 是在一般调幅的基础上抑制掉不携带有用信息的载波，保留携带有 用信息的两个边带。SSB 是在双边带调幅的基础上， 去掉一个边带， 只传输一个边带的调制 方式。它们的主要区分是产生的方法和频谱的结构不同。调幅波的解调又叫做振幅检波， 简称检波。检波的方式有多种，如平方律检波、峰值包 络检波、 乘积检波等。前两种适用于解调一般的调幅波， 而乘积检波既可以解调一般调幅信 号，也可以解调 DSB 及 SSB 信号。乘积检波电路比较困难，主要用于解调后两种信号。2、一般振幅调制 设调制信号为 ：u (t) = E cU Mcos t 载波电压为 ：

22、u c(t) U cM cos w c t 上两式相乘为一般振幅调制信号：u s(t) K (E C U cM cos t ) U cM cosw c t = KU cM (E C + U M cos t)cosw c t = KU cM E c (1 M a cos t)cosw c t10= U s (1 M a cos t)cosw c t 式中, , M a U MEc 称为调幅系数( (或调制指数) )，其中 OV M a W 1 1。而当 M a > 1 1 时， 它的包络已不能反映调制信号的改变而造成失真， 通常将这种失真成为过调幅失真， 此种现 象是要尽量避开的。一般 M

23、 AM 调幅取 M a3 =0.3 左右。M AM 调制信号波形如下 : WWW- 3、双边带振幅调制 由于 M AM 调制的功率大部分集中在载波上， 就算取M a=1，仍旧会有 3 1/3 的能量会被浪 费掉。B DSB 技术可以在一般调幅的基础上抑制掉不携带有用信息的载波， 提高功率利用率。设载波电压为 ：u c (t) U cMcosw c t 调制信号为 ：u (t) U Mcos t 经过模拟乘法器后输出电压为抑制载波双边带调制信号，其数学表达式为：u(t) K U c (t) u (t) = K UcM cos w c t UM cos t= KU CM UMcos(w c )t

24、cos(w c B DSB 调制信号波形如下11fl 1 |训 > a 1 1 = I II - 单边带信号的频谱如图（e e）所示。4、单边带振幅调制 （ 1 滤波法单边带调制就是只传送双边带信号中的一个边带（上边带或下边带）。产生单边带信号 最干脆、最常用的是滤波法， 就是从双边带信号中滤出一个边带信号。假设单边带信号的频 谱如下图（a a）所示 * 阵 0 J £ * 轍 0 i -% _气 0 rv 牛 八 若保留上边带，则 H SSB单边带信号的频谱如图（ c c）所示。若保留下边带，则 H SSB（3 3 ）应具有低通特性如图（d d）所示。.1 111 , L

25、ft g 3 3 ）应具有高通特性如图（b b）所示。12(2 2)移相法 移相法是利用移项网络，对载波和调制信号进行适当的相移， 以便在相加过程中将其中 的一个边带抵消而获得 B SSB 信号，为 B SSB 调制信号的原理框图，图中，两个调制器相同， 但输入信号不同。调制器 B B 的输入信号是移项 0 90 度的载频和调制信号；调制信号的输入没5、峰值包络检波 7? AM- # 非线性器件 A- 严低通滤滅 一因 U AM 经由非线性器件后输出电流中含有能线性反映输入信号包络改变规律的音频信 号重量(即反映调制信号改变规律) 。所以包络检波仅适用于标准调制波的解调。此电路不 须要加同步信

26、号，电路显得较简洁。原理图如下 F 图是加入等幅波时检波器的工作过程13从这个过程可以得出下列几点 检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻 R R 放电的过程。 由于 C RC 时常数远大于输入电压载波周期 ，放电慢 ，使得二极管负极恒久处于正的较高的 电位 （因为输出电压接近于高频正弦波的峰值 , ,即 Uo- -Um ）。 二极管电流 D iD 包含平均重量 （此种状况为直流重量 ）v lav 及高频重量。6、乘积检波 模型如下 乞°一弦 T 低通滤茁- % 同步检波的关键在于取参考信号 r Ur 必需与输入原载波信号严格同步（同频，同相）， 因而实现电路较困难些。以双

27、边带调制信号的解调为例 ：U U S =V m COSQ tCOS3 C t 为已调波 U U r =V rm COSw C t t 为本地引入参考电压，称同步电压，要求与输入载波信号同频同相。1=如qq =血空缶迪 m =如量叫皿£ 十 血 啓恣 咧 贸 2 虫-磁2 4 4 第一项与 t cosQ t 成正比，是反应调制信号改变规律的有用重量，后两项为 2 2® C 的双边 带调制信号，为无用的寄生重量，通过低通滤波将高频重量滤除，即可实现检波。14若随意多频信号可画出下列频谱示意图:15I 久的频谱 低適源波器 采纳同样的工作原理，以上模型也可实现 M AM 波和 B

28、 SSB 波的解调。三、电路设计及仿真 用 3 multisim13 进行仿真，各仿真电路与效果如下。1、AM 调制与解调 M AM 调制与解调试验仿真电路如下:前半部分为乘法器调制电路，后半部分为包络检波的解调装置。由图可知，调幅指数 ma=1/4=0.25。调制之后的信号效果如下图：16 解调之后的信号效果如下图:若将电路中的调制信号电压的幅值改为 4V,则调制指数 ma=4/4=1。这时电路为全调制。可得波形如下:Ti SB T2TL 时间 139.545 ms 139.545 ms 0.000s 通道’ 通道丄 3.601 V -2.720V 3.601 V -2.720

29、V 0.000 V O.OOOV 时基 通道 A 标度 500 us/Div 燮嵯：2 V/Div 萇抽位移件各）；o 凹订瘵加|莎丽 Y 釉位移（格）：0 交谯|道爲保存 外触发 O刻度：§忖触发 边沿: 国国（ （S 回画Y 轴位移格）：0 水平； 0 V 心单次 正常乔護器 -iml > 示注器 -XEC2 MS3 I 嗣匡17示波器-托门 rrr - b 时间 通道鼻 通道 ias.048 ms 5.689 V 1.756 V 100.048 ms 5.689 V -1.756 V保存 0.000s 0.000 V o.ooovT1 B5 12* T2-Tl 外融发 时

30、基 标度 X 轴位移駱）; 5X us/Div 0 画道岛 沁 Y 铀位移（格）：0 5 V/Drv A1B 刻度：Y 轴位移格）：0 20 v/)iv 触发 边沿：国国 M|TBrt 水平；0 V 师:丽丽 aSE iHD c 单次正常 I 嗣百 这时电路输出的曲线的包络恰好为调幅曲线，此时包络与横轴刚好相切不失真。其解调波形如下: 若将电路中的调制信号电压的幅值改为 8V,则调制指数 ma=8/4=2, 1 ma>1 这时电路输18出的曲线为过量调幅曲线，即过调制。可得过调波形如下: 可以看出已调波的包络形态与调制信号不一样， 产生了严峻的包络失真，无法反映调制 信号的改变状况。其解

31、调波形如下：19因此, ,在振幅调制仿真过程中可以得出如下结：为了保证已调波的包络真实地反映出调 制信号的化规律，避开产生过调失真，要求调制系 a ma 必满意 0<ma<1 2、DSB 调制与解调 B DSB 调制与解调试验仿真电路如下: 前半部分为双边带调幅电路， 由高频载波信号、低频调制信号及乘法器组成； 后半部分 为双边带解调电路，由左侧乘法器输出电压、本机载波信号和右侧乘法器组成。调制之后的图形如下：20 解调之后的图形如下: T1 *通道丄 通道丄 189.064 ms -S50.796 mV 522.596 mV T2 #申 185.064 ms 650.796 mV

32、 522.59 mV T2-T1 0.000s D.OM V O.OODV时基 标度 lms/Div X X 抽位移枷 0 0 而添加|丽 1 1両- 沁 2 伽刻度：2 忡Y 铀位移（格）：0 Y 轴位移格）：.融 . 丨鮒丨 触发 边沿：国国囚回画 水平； 0 V 单次 | | 正常 I I 嗣芮I I 3、SSB 调制与解调 B SSB 调制与解调试验仿真电路如下: l-tg -A JCOmV/V 01/ 口 vr R? T5kQ- -VA n15KQ MhF- LM74lChl I t 博 =-恤 | 21由高频载波信号、低频调制信号及乘法器组成双边带调幅电路 f(t) C0S (c

33、t) ;由积 分器和乘法器组成相移 90 . 度f?(t)sin( c t) 。两者通过模拟加法器相加后，模拟出单 边带调幅(B SSB 信号。由调制输出电压、本机载波信号和右侧乘法器组成解调电路。调制之后的图形如下：解调之后的图形如下:22四、收获与感想 在这次探讨性学习中，我通过仿真对一般调幅、 B DSB 调幅、B SSB 调幅以及它们的解调有 了更好地理解，同时熟识了 Multisim13 仿真软件的运用。虽然在探讨的过程中遇到了一些不清晰的地方， 但通过查阅资料、 与同学探讨， 最终还 是解决了这些问题。这也让我意识到动手实践不仅是对理论学问的应用， 还是对理论学问更 好的理解和驾驭

34、，在实践中学习的效果更好，更能巩固学问。另一方面， 我更加明白了仿真软件对我们通信工程专业的重要性， 在各个学科中用到了 各种仿真软件，可见仿真的重要性。此次探讨性学习使我受益良多，在以后的学习中，我也会留意学问的积累与应用。参考文献 1 冯民昌 . .模拟集成电路系统 M. 中国铁道出版社 ,2002.8 2 曾兴雯 , ,刘乃安 , ,陈健. .高频电路原理与分析 M. 西安电子科技高校出版社 ,2003,6. 3 沈伟慈 . .高频电路 M. 西安电子科技高校出版社 ,2002. 4 谭岳衡 , ,陈设尊等 .Mutisim 在电子技术试验教学中的应用 N. 衡阳师范学院学报 ,2003,24