自动化毕业设计英文文献翻译.doc

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1、 成绩： *大学毕业设计 (论文)英文翻译院 （系）： * 专业班级： * 毕 业 设 计论 文 方 向 ： 计算机过程控制 翻 译 文 章 题 目 ：一种新的PID加前馈控制器设计 学生姓名： * 学 号： * 指导教师： * 2012年 4月10 日一种新的PID加前馈控制器设计摘要本文中提出，一个新的PID加前馈控制器的设计和调整过程。它包括确定一个假设一阶加死区时间模型前馈信号，以实现预定义的过程输出的过渡时间的过程。然后，PID参数整定，以确保良好的负载扰动抑制和任何常规方法闭环系统的参考信号获得通过过滤适当的设定点的阶跃信号。仿真和实验结果表明，该方法优于典型的（反）基于模型的方法

2、，由于其简单，因此，适合在分布式控制系统，以及在单基站控制器来实现。关键词：过程控制；PID控制；前馈控制；调整；1. 介绍 比例 - 积分 -微分（PID）控制器，由于能够达到良好的成本/效益比，所以是控制器行业最为广泛使用的。事实上，由于他们的易用性，他们可以在一定宽的范围内提供令人满意的性能。自动整定技术已经开发，以帮助操作员选择适当的参数值，在这种方式下，使用它们所需的专业知识也越来越少。然而，众所周知，这些控制器的性能很大程度上取决于，除了PID参数的整定，适当实施这些额外的功能，如反饱和，集点过滤，前馈等。在当下，高效的设计这样一个功能的方法越来越容易实现，这都归因于在集散式控制系

3、统（DCS）以及在单基站控制器的计算能力的提升。在任何情况下为了维护使用控制器的方便性，这些功能应该尽可能对是用户透明的，或者说是直观地。在此背景下，本文提出了一种新的PID加前馈控制器的设计方法。事实上，对于PID控制器，虽然调节往往是首要关注的，但同时，在许多应用中，实现一个高性能的设定值后的工作也很重要。为了解决这个问题，典型的做法是采用两度自由控制器，也就是采用前馈补偿器（线性的）。众所周知的的集点加权策略的使用属于这个框架。这种方法的主要缺点是减少超调，是以较慢的给定响应为代价的。为了克服这一缺点，通常使用一种基于逆模型前馈响应（见第2.1节及图1）。另外，也已经提出了使用一个变量的

4、设定点权重。但必须指出，在这种情况下，调节和伺服控制性能不可能更加独立，而且整体控制方案设计更为复杂。实际上，众所周知，在设定点以下性能的显著改善可以通过采用非线性前馈行动，正如所示，其中一项由Bang-Bang控制策略激发了的技术实现了设定点变化的快速响应。本文提出的方法采用了非线性目的是当设定点需要改变时获得一个用户自定义的前馈行动过程输出的过渡时间。该技术依赖于假设一个一阶加死区时间（FOPDT）过程模型并为预定义的输出过渡时间运用一个确定的值恒定的信号。然后，为了应付不可避免的模型不确定性，PID参数的整定目的是确保良好的负载抗扰性能，而且给定闭环信号取决于适当过滤给定阶跃信号。在这种

5、方式中，在设定点以下，不损害去负荷能力的情况下获得高性能。必须强调的是，这篇文章的目的是提出一种基于模型的前馈的控制行为的设计方法，而不是派生条件应用这样一个前馈的行为（关于模型的不确定性），这样的目的是有益的。对于后者问题的标准方法在当前的工业背景下根本不存在，尽管有显著的结果已经在最近的文献中呈现。本文组织如下：在第2节，总体方法会进行详细解释，说明例子会在第3节中描述，而实验结果在第4节和结论在最后一节进行总结。2. 方法论2.1. 前馈设计拟议方法的目的是设计一个基于PID控制器加前馈术语旨在实现过程输出y值从Y0到Y1在持续时间S中间隔时间的过渡。在下面，为清晰起见，不失一般性，将承

6、担从Y0=0，Y1 0。通常情况下，一个PID加前馈控制方案，目的是提高设置点响应，按图 1所示的方案能够实现。其中M（S）是一个参考模型，它提供了设定值变化所需的响应，同时G(S)被认为是其中，是过程传递函数P(S)的最小相位部分。 新设计的PID加前馈控制方案如图2，同时实现了以下的方法：首先，这个过程是由FOPDT模型描述，即：许多不同的方法（例如著名的面积法）已经制定，目的是通过一个简单的鉴别实验来确定的模型参数（见例2,11）。在此模型基础上，前馈模块FF的输出 定义如下：值是确定的，琐碎的计算后，在这样一种方式的过程输出y在时是y1。结果是：这样，如果这一过程完全由模型（2）描述，

7、输出的过渡时间间隔在L，+L间发生然后，在时假设恒定值为的情况下，在时刻，输出值定为y1。为了应付不可避免的模型不确定性和负载扰动，必须提供反馈动作。这是通过执行一个PID控制器来完成的，它的整定过程在2.2节讨论中有讨论。然后，一个合适的参考信号必须被应用到闭环系统，期望的等于将获得期望的的过程输出以防此过程完全仿照式（2）中的来完成。因此，幅值y1的阶跃参考信号必须被系统过滤。然后饱和在y1的水平。注1.新方法利用这样一个事实：输出要求过渡过程，而不是跟踪一般的参考信号。后一种情况的典型控制图方案1必须被采纳。注2.从实用的角度来看，直接过渡时间可以由用户直接或通过（可能）更直观的推理而获

8、得。例如，用户可能会选择一个开环系统的带宽和闭环系统的带宽之间的比，通过这样值可以轻松确定。显然，减少的值意味着UFF值（而且因此整体操纵变量）增加，太低的值可能意味着确定的控制变量由于执行器的饱和不能被应用。因此，另外，运营商可能会根据所需的控制力度首选的值（定义的通常作为一个操纵变量上限的百分比）并最终确定值。注3.以防在瞬态响应中新的设定点值被选中，这足以为新值确定前馈动作并对当前应用进行总结。类似地，最新的设定值变化决定的参考信号必须归结到一个和前一个相关的（见第3节）。注4.请注意，参数能够处理的性能，稳定性和控制活动之间的权衡问题。这被认为是一个整定过程中非常有用的功能，因为它在公

9、式本身整定的物理意义方面给出了一个宝贵的见解，因此，操作者可以很容易地适应特定应用。2.2. 鲁棒性和PID设计由于前馈的动作是基于一个简单的FOPDT工厂的模型，鲁棒性问题必须要进行讨论。建模误差的补偿留给反馈PID控制器。在这方面，考虑7，其中的分析是非常有用的，它表明，由于期望与实际输出之间的误差导致的建模的偏差可以被视为一个负载扰动的影响。其中，C（s）是PID控制器的传递函数（见（6）。因此，考虑过程的输出是前馈的影响叠加动作和负载扰动的结果（即真正的负载扰动和因为建模误差而产生的一个“虚拟”的d）和考虑在标称情况下，设定点以下的性能只由前馈的动作决定，在考虑到其加载抗扰性能的情况下

10、进行PID控制器的整定是明智的。例如，可以使用众所周知的Ziegler-Nichols整定规则2。3. 举例说明在展示实验结果之前，2个说明型例子是为了更好地评估提出的方法，以便更好地与2.1节中提到的标准技术进行比较。请注意，这一分析的目的是要表明，拟议的技术在设计一种基于模型的前馈控制方案中是有效的，而不是展示当使用基于模型的前馈动作很方便。在这两个例子中，假设y1 =1，即在=0时刻，被应用于YSP的单位阶跃信号的响应能被估计到。 被采用的PID控制器用下面的传递函数来描述：其中，N = 10，比例增益KP，积分时间常数Ti和微分时间常数Td根据著名的基于阶跃响应的齐格勒 - 尼科尔斯公

11、式整定而来2。3.1. 例一一个FOPDT系统被认为是：而且过渡时间已被选定为 =0.5秒。通过提出公式（4），我们得到= 2.54，即前馈信号，当时等于2.54，时等于1。请注意在这种情况下，过程被完美地模仿，我们得到了PID控制器的输出当时为0，即参考信号，因为闭环系统与所获得的过程的输出是等价的。 为了比较，图1的经典控制方案也被应用到相同的过程。通过选择我们得到（看（1）产生的前馈信号和过程输出也在图 3（虚线）中显示。此外，在此例中PID控制器在时的输出是零，这是因为没有模型的不确定性。似乎通过新方法建立时间已经缩短了五倍左右，这很明显，因为在经典控制方案中，0.5作为整个系统的时间

12、常数（这是第一顺序），而不是实际的过渡过程时间。为了更好地评估结果的意义，已经通过将参考模型的时间常数值设定为来实施方便的控制方案，即：结果再次显示在图 3中（虚线点线）。从这可以看出，设定的时间值与获得的新方法在这个例子中已经通过多增加的控制力度而取得了成功。从结果中提出，显而易见的，通过采取一个简单的非线性前馈动作使得性能显着提高（尽管对用户没有额外的设计工作）。实际原因明显的可以看到，是为了得到实现所需的过程输出过渡所需的时间，信号才保持在一个恒定的水平，但这个结果通过一个线性的前馈动作是不能得到的。为了更好地了解设计的方法，也给出了在一个暂态响应中改变设定点值的例子（见备注3）。具体来

13、说，在时间t=0.25，设置点的值从1变为2。在相同的情况下，过程输出和控制变量在图 4中可以看到（注意，PID控制器的输出对于每个控制方案来说仍然是零）。再次看出，新方法能够基本实现和经典控制同样的结果，而且相对更加简洁。最后，这个例子中，在设定点响应进行估计时有负载扰动发生。特别地，在时间t =0.1，阶跃扰动的振幅0.5被应用到控制变量。PID控制器增益KP =2，TI = 1和Td= 0.25（注使用为了避免控制变量中的过多的振荡减少了Ziegler-Nichols公式中的比例增益）。有关新方法的结果在图5中显示。值得再次强调的是，由此产生的过程输出（和操纵变量）是一个无负载扰动（见图

14、3）和一个只在负载存在时发生的输出（即具有恒定的设定点值）的叠加。应用于经典方法和结果的同样的考虑，为了简洁就不再显示。 3.2. 例2作为第二个例子，一个带死区时间的四阶过程已经得到解决：运用面积法，它的结果为：K =1，T=2.12，L为2.38。因此，PID参数选为KP =1.07，TI=4.76和Td= 1.19。通过修正= 2，常数前馈动作（见（3）的最终值是=1.637。新方法的相关结果在图6中显示。至于例1，已经与标准方法进行了比较。因此，已经得到了修正：这个例子中，相关的结果显示在图7中。在例1，结果说明，新方法获得类似于经典的性能但需要少得多的控制工作。新计划中以=10同类实

15、验多次（=1.01）和是经典控制。结果分别显示在图8和图9中。正如在注4中提到的，参数在新方法中起的作用是处理性能，鲁棒性以及控制活动出现之间的权衡问题（实际上，它与经典技术的参考模型的时间常数发挥的是同样的作用）。从提交的结果看，显而易见，新方法的鲁棒性关于建模的不确定性问题基本上和经典控制相同的。此外，还可以看出，正如预期的，所需的过程输出的过渡时间增加时，这两种方法产生的性能越来越相似。注5.显然，在呈现显著的建模不确定性（如本例）基于模型的前馈动作的关于一定的控制技术规范（例如只有一个标准的PID或设定点加权较小的超调而且可能会获得设定时间）的使用未必能达到令人满意的设定点的阶跃响应。

16、因此，必须再次强调，举这些例子的目的是评估新设计方法的性能（特别是与传统的进行比较），让用户根据实际应用选择是否采用（例如，为了降低上升时间）和FOPDT模型的精度。 4. 实验结果为了证明设计在实际应用中的技术的有效性，应用实验室的实验装置（肯特里奇仪器）（见图10）。具体来说，该仪器由小有机玻璃塔型水箱（其面积为40平方厘米），通过一个基于PC的控制器实施水平控制。水箱通过水泵填满水，泵的速度由直流电压来控制（调节变量），在0-5V的范围内变化，通过PWM电路。该水箱在由一个装置在底座固定，目的是使水返回到蓄水箱。水位是由一个电容式探头来控制，它提供了一个在0（空罐）和5 V（满罐）之间的

17、输出信号。由于其主时间常数，这个装置的系统的死区时间非常小，为了提供一个重要的结果，通过在设备的输入的软件添加了一个10秒的时间延迟。尽管该模型是非线性的（流出水箱的流速取决于液位的平方根），通过应用面积法大过程输入中的一个从2到 2.5 V的阶跃的开环响应，一个FOPDT模型已经建立。FOPDT模型得到的是：基于这个模型，依据齐格勒尼科尔斯规则对PI控制器（具有反饱和机制）进行参数整定（KP=1.2，Ti= 33，Td= 0)。由于过多的测量噪声,微分动作并没有应用。为了获得一个从2到3 V的过程输出的过渡（进程在稳定状态时开始），这大约相当于从6至12厘米的液位过渡，在新方案中的值已经被修

18、订为，而且 实验结果图11中，其中为了比较，简单的不带前馈P的ID控制器行动也也被考虑到。看起来，尽管经典的前馈设计并不适用于标准PID控制（在上升时间时的降低是以一个更大的超调和一个操纵变量的幅度增加为代价的），新方法优于其他在于它提供了上升时间的最佳值和无明显超调的稳定时间的最佳值。其实，显而易见的，较高的饱和程度，对于经典的前馈方案是必需的，目的是提供类似于新方案的性能，而且它突出了拟议的技术的主要优势，即利用非线性（分段常数）前馈动作使能够在设定点的阶跃响应获得低的上升时间，尽管次最大时间的控制变量的值是必需的。5. 结论对于一个PID加前馈的控制器提出了一个设计和整定的过程。考虑到建

19、模的不确定性，是否一个基于模型的前馈控制动作应该被用来代替另一种前馈方案仍然是一个开放问题，而且将得到进一步的研究。在任何情况下，这种方法已经证明了它在实际情况下的有效性，而且由于它的简单化，它优于经典（逆）的模型，作为一个分段恒定信号而当作前馈控制动作而被采用，并不需要用户花费额外的努力去实现它。事实上，用户完全保留了技术诀窍（PID控制器可以用任何方法整定，以确保良好的抗负载干扰性能）而且在给定的应用中可以利用过渡时间参数提高性能。因此，这种方法在单台控制器以及在分布式控制系统中被采用就显得尤为合适。参考文献1 A. Leva, C. Cox, A. Ruano, Hands-on PID

20、 autotuning: a guide to better utilisation, IFAC Professional Brief, 2001.2 K.J. Astrom, T. Hagglund, PID Controllers: Theory, Design and Tuning, ISA Press, Research Triangle Park, NC, 1995.3 B.C. Kuo, Automatic Control Systems, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1995.4 M. Araki, Two degree-of-fre

21、edom PID controller, Systems,Control, and Information 42 (1988) 1825.5 C.-C. Hang, L. Cao, Improvement of transient response by means of variable set-point weighting, IEEE Transactions on Industrial Electronics 43 (4) (1996) 477484.6 A. Visioli, Fuzzy logic based set-point weight tuning of PID contr

22、ollers, IEEE Transactions on Systems, Man, and CyberneticsPart A 29 (6) (1999) 587592.7 A. Wallen, Tools for autonomous process control, PhD thesis,Lund Institute of Technology, 2000.8 A. Wallen, K.J. Astrom, Pulse-step control, Preprints of the 15th IFAC World Congress on Automatic Control, Barcelo

23、na, Spain,2002.9 F.L. Lewis, Optimal control, in: W.S. Levine (Ed.), The Control Handbook, CRC Press, Boca Raton, FL, 1996, pp. 759778.10 S. Devasia, Should model-based inverse inputs be used as feedforward under plant uncertainties? IEEE Transactions on Automatic Control 47 (11) (2002) 18651871.11

24、Q.-G. Wang, X. Guo, Y. Zhang, Direct identification of continuous time delay systems from step responses, Journal of Process Control 11 (2001) 531542.12 B. Kristiansson, B. Lennartson, Robust and optimal tuning of PI and PID controllers, IEE ProceedingsControl Theory and Applications 149 (1) (2001) 1725.13 M. Morari, E. Zafiriou, Robust Process Control, Prentice Hall,Englewood Cliffs, NJ, 1989.论文出处：题目：A new design for a PID plus feedforward controller出处：Journal of Process Control 14 作者：Antonio Visioli