（毕业设计（论文）模版理工类学生用.doc

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1、 本科毕业设计（论文）应用于同步BUCK变换器的无损驱动技术研究杜亚魁燕山大学里仁学院2015年6月本科毕业设计（论文）应用于同步BUCK变换器的无损驱动技术研究学 院： 里仁学院 专 业： 应用电子 学生 姓名： 杜亚魁 学 号： 111203031034 指导 教师： 赵清林 答辩 日期： 2015-6-23 燕山大学毕业设计（论文）任务书学院： 系级教学单位： 学号111203031034学生姓名杜亚魁专 业班 级应用电子11-1题目题目名称应用于同步BUCK变换器的无损驱动技术研究题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合

2、型（ ）2.文管理类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容1了解用于VRM（电压调节模块）的同步BUCK电路的基本工作原理，了解其开关频率域体积以及损耗之间的关系；2查阅高频无损驱动的常用电路拓扑并分析其原理以及消除或减少驱动损耗的原理；3掌握MOS器件驱动损耗的计算方法，确定一种无损驱动电路方案，针对输入12V，输出1.2V，输出电流40A同步Buck电路，开关频率1MHz，设计电路参数及无损驱动电路参数，完成仿真；基本要求按电气工程学院本科生学位论文撰写规范的要求完成设计说明书一份（

3、不少于2.4万字），A0图纸；说明书及插图一律打印，要求条理清晰、文笔流畅、图形及文字符号符合国家现行标准；3按学院指定的地点进行设计，严格按照进度计划完成毕业设计任务。参考资料1同步BUCK电路的相关资料；2无损驱动电路的相关资料；3有关MOS器件损耗计算的相关资料。周 次第14周第48周第810周第1115周第1617周应完成的内容1同步BUCK电路的相关资料；2无损驱动电路的相关资料；3有关MOS器件损耗计算的相关资料。掌握Buck电路和无损驱动原理，确定电路方案，并计算电路有关参数。利用仿真软件完成电路的仿真。给出全部工程图纸和元器件表。撰写论文画图、准备答辩指导教师：职称： 年 月

4、日系级教学单位审批： 年 月 日摘要摘要随着电压调节模块向着低电压、高电流、高频化方向发展，门极驱动损耗已成为影响电路效率而不能忽略的一部分。但常用的传统门极驱动电路无法解决高频时损耗大的问题，而且它还存在门极寄生参数的振荡等缺点。所以，在上世纪九十年代初，提出了高频谐振门极驱动电路，它可以有效的减小门极驱动损耗,提高变流器的效率。本文研究了一种新型电流型门极谐振驱动电路。首先，分析并且比较了几种比较常见的谐振驱动电路，通过理论分析比较它们的损耗，以及各自介绍了其工作原理和特点。最后确定使用电流型驱动电路，并且使用此电流型驱动电路设计了适用于同步buck电路的电流源谐振门极驱动电路。针对输入电

5、压12V，输出电压1.2V，输出电流40A的同步buck电路，开关频率1Hz设计了电路参数以及无损驱动参数，完成了仿真。对于使用的电路，本文给出了详细的理论分析以及仿真结果，实验结果符合理论分析。关键词 驱动损耗；高效率；高频；电流型门极驱动燕山大学里仁学院毕业设计（论文）AbstractWith the development of the voltage regulation module to the low voltage, high current and high frequency, the gate drive loss has become a part of the cir

6、cuit efficiency and can not be ignored. However, the conventional gate drive circuit can not solve the problem of high frequency loss in high frequency, and it also has shortcomings such as the oscillation of the parasitic parameters of the gate. Therefore, in the ninetys of last century, the high f

7、requency resonant gate drive circuit is proposed, which can effectively reduce the gate drive loss and improve the efficiency of the converter.In this paper, a new type of current type gate pole resonant driving circuit is studied in this paper. First, we analyze and compare several common resonant

8、driving circuits. Through theoretical analysis and comparison of their losses, and their working principle and characteristics are introduced. At last, the current source circuit is designed and the current source resonant gate driver circuit is designed for synchronous buck circuit. For the input v

9、oltage 12V, output voltage 1.2V, output current 40A buck circuit, the switching frequency of the 1Hz design of the circuit parameters as well as the non destructive driving parameters, complete simulation.For the use of the circuit, this paper gives a detailed theoretical analysis and simulation res

10、ults, the experimental results accord with theoretical analysis.Keywords Lossless drive; Low voltage;High current;Current type gate drive. 目 录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 课题背景11.2 研究的目的及意义 21.3 国内外研究现状3第2章 MOSFET工作原理及其栅极损耗计算52.1 MOSFET基本工作原理52.2 MOSFET基本特性62.2.1静态特性62.2.2 动态特性72.3功率MOSFET的栅极驱动92.3.1 栅极驱动

11、特点92.3.2 栅极有效电容的计算及驱动电流的确定102.3.3 MOSFET转换过程的损耗112.4 本章小结12第3章 驱动电路损耗对比分析123.1 引言123.2 传统门极驱动电路123.2.1 传统门极驱动电路工作原理123.2.2传统驱动电路损耗分析133.3 传统门极驱动电路143.3.1 谐振门极驱动电路的工作的状态153.3.2 谐振门极驱动电路的分类153.3.3 电压型谐振门极驱动电路163.3.4 电流型谐振门极驱动电路183.4 驱动电路的损耗分析193.4.1 损耗分析193.4.2 损耗理论对比分析203.5 本章小结21第4章 同步buck电路的门极驱动电路2

12、34.1 同步buck电路的工作原理234.2 一种新型的同步buck谐振门极驱动电路244.2.1 谐振驱动技术回顾244.2.2 一种适用于同步buck变换器的新型电流源驱动电路254.2.3 新型电流源驱动的特点284.2.4 新型电流源驱动的损耗分析294.2.5 新型电流源驱动的损耗计算304.3 本章小结31结论32参考文献33致谢35附录137附录241第1章 绪论 第1章 绪论1.1 课题背景在电力电子技术不断发展的背景下，即使在日常生活中的电子设备也需要采用很多高速运行的数字集成芯片，而这些高速运行的数字集成芯片自然对供电电源的要求也是越来越高，需要低电压高电流的供电电源，目

13、前一些高速CPU要求的供电电压小于1V，但是供电电流却要求100A以上。这就促使开关电源产业近年来的快速发展，特别是DC/DC变换器的研究已经成为一个热点1。开关电源就是将功率开关管置于输入和输出之间，通过调节功率开关管开通和关断的比率来控制输出电压的一种电源，开关电源早在上个世纪60年代开始就在各个领域广泛应用，包括通信、电子、计算机等领域。开关电源因为其高效节能的特点，得到了快速的发展，应用领域也不断地扩展，特别是在一些高新技术领域的应用。其中尤其是DC/DC变换器现在的应用越来越普遍，广泛应用于一些便携式设备当中。近几年小型化以及轻巧便利化已成为各项技术不断追求和发展的目标，在日常生活中

14、经常用的很多便携式设备如笔记本电脑的体积都越做越小，重量也越来越轻。例如手机、笔记本电脑等设备，在功能变得越来越复杂的同时，外形却向着越来越轻薄的方向发展，由此可见这些便携式设备电路板上的能够应用的空间是非常有限的。而DC/DC变换器在这些设备中的应用非常广泛，这些设备对DC/DC变换器的体积势必会有严格的要求，因此如果能减小DC/DC变换器的体积就能节省空间降低便携式设备的体积和制造成本。这就对DC/DC变换器的研究和发展提出了更高的要求，轻便化和小型化也将是DC/DC变换器将来一个重要的发展方向。此外便携式设备的电源通常都来自电池供电，而更高能量密度的电池的研发目前还没有取得有效的进展，因

15、此为了延长便携式设备的待机时间，必须有效地利用电池中储存的能量，这就对DC/DC变换器的转换效率提出了更高的要求。因此DC/DC变换器在朝着小型化和轻便化方向发展的同时，必须保证电能转换的效率。在DC/DC变换器中，所占体积较大的一般都是电感、电容和变压器等这些无源器件，因此可以通过提高开关电源开关频率的方式，达到减小开关电源体积的目的。这是因为随着开关频率的提高，DC/DC变换器每个周期所要处理的电能就大大减少了，因此电路对储能的要求就会大大降低，这样在设计电路的过程中就可以选择体积较小的无源器件，达到减小DC/DC变换器体积的目的。1.2 研究的目的及意义但是要提高电路的开关频率，并没有想

16、象中那么简单。目前一般的DC/DC变换器，最常采用的驱动方式是常规的方波驱动方式，其适用的开关频率一般为几千赫兹到几百千赫兹，如果功率开关管的开关频率进一步提高，功率开关管的损耗将急剧增加，严重影响DC/DC变换器的电能转换效率。例如当功率开关管的开关频率达到5MHz以上时，传统的方波驱动电路甚至已经无法正常工作，功率开关管的开通关断波形产生严重畸变1。DC/DC 变换器中功率开关管的损耗主要包括四个部分：导通损耗、开关损耗、栅极驱动损耗和磁性元器件的损耗。其中只有导通损耗与开关频率没有直接的关系，而开关损耗、栅极驱动损耗和磁性元器件的损耗都随着开关频率的提高而急剧增加。尤其是栅极驱动损耗，当

17、开关频率达到5MHz以上时将成为影响DC/DC变换器能量转换效率的最主要损耗。因此要提高DC/DC变换器在高开关频率下的转换效率，就必须要降低高开关频率下栅极驱动电路的损耗。通过上文的分析可以发现，目前研究过程中遇到的主要问题是，随着开关频率的提高DC/DC变换器体积减小的同时，DC/DC变换器的电能转换效率急剧降低。因此本文的研究目的，就是要解决开关频率和DC/DC变换器电能转换效率之间的矛盾。当开关频率到达一定程度时，影响DC/DC变换器电能转换效率的主要因素是驱动电路的栅极驱动损耗。目前在开关电源中广泛采用的传统方波驱动电路，在驱动过程中需要不断地对MOSFET的栅极寄生电容充放电，它的

18、栅极驱动损耗与开关频率f成正比，无法工作在高开关频率条件下。因此要降低MOSFET的栅极驱动损耗就必须改变驱动电路的驱动方式，目前国内外最常采用的方法是，用栅极谐振驱动电路代替传统的方波驱动方式。栅极谐振驱动方式，是利用外接的电感与MOSFET的栅极输入等效电容C产生谐振，然后利用谐振产生的电压驱动MOSFET。由于栅极谐振驱动电路的能量一直在谐振电感和电容之间传递，因此与传统的方波驱动相比驱动损耗小的多。综上所述可以发现，栅极谐振驱动在高开关频率电路中相对于传统方波驱动有很多优势，更适合于高开关频率的电路。本文就是要选取一种栅极谐振驱动电路，应用于高频DC/DC变换器，解决高频DC/DC变换

19、器中开关频率和转换效率之间的矛盾。1.3 国内外研究现状栅极谐振驱动近年来一直都是国内外研究的重点，国内外的研究人员提出了众多的栅极谐振驱动电路拓扑，每种栅极谐振驱动电路都有其优缺点，以及相应的应用场合。在国内外的一些文献中，栅极谐振驱动已经应用在一些自谐振DC/DC变换器拓扑中，能使电路在几兆赫兹甚至几十兆赫兹的开关频率下正常工作。20世纪90年代南斯拉夫研究学者提出的谐振转换（RT）电路，通过零电压开关驱动功率管，以恒定充放电电流来驱动功率MOS管，控制其开断。但功率MOS管开通期间驱动电路中有连续的循环电流，增加了驱动电路的导通损耗；同时驱动电流的最大值由功率MOS管的导通占空与开关频率

20、决定，电路的适用性较差11。2000年左右由美国弗吉尼亚理工大学电力电子研究中心提出了谐振型驱动(RGD)电路，此驱动电路不受PWM波占空比限制，通过钳位防止功率器件误导通，开断能量高效回馈给供电电源，实现驱动电路的近似零损耗，但功率MOS管驱动电流从零开始充电，延长了功率器件的开通时间。2008年加拿大皇后大学电子计算机中心改进了谐振型驱动(RGD)电路，提出电流型（CSD）驱动电路，此驱动电路通过电感的预充电与预放电，为功率器件导通关断提供了大电流，从而降低了功率器件的开关时间12；脉冲电流使驱动电路的导通损耗降低；驱动管子工作在软开关状态，进一步降低了驱动管子的开关损耗。此电路的控制核心

21、是驱动电路产生断续的电感电流，并用电感电流的最大值给功率MOS管栅极电容充放电。为了进一步降低功率MOSFET的关断时间，提高功率MOSFET的放电电流，2009年皇后大学又提出具有负压钳位的门极驱动电路。通过增加一个驱动功率管和5个反向二极管，在关断区间，为放电回路提供一个3.5V的负压，加快了放电速度。23第2章 MOSFET工作原理及其栅极损耗计算 第2章 MOSFET工作原理及其栅极损耗计算功率场效应晶体管是一种多子导电的单极型电压控制器件，具有开关速度快,高频性能好，输入阻抗高，驱动功率小，热稳定性优良，无二次击穿问题,安全工作区宽和跨导线性度高等显著特点，在线性放大技术领域及各类中

22、小功率开关电路中得到极为广泛的应用。2.1 MOSFET基本工作原理在应用中，V型MOSFET管是居于主导地位的，故以该类型MOSFET为例简介。当栅源电压UGS低于器件的阈值电压Ut1、时，栅极下面的p区表面不会形成n沟道，漏源没有沟通,即使加上漏源电压UDS，也不能形成漏源电流IDS，这时器件处于截止状态。但当UOS大于击穿电压UBS时，反偏pn结被击穿，IDS剧增。当栅源电压UGS等于或大于Uth、时,栅极下面的p型表面出现反型层，即有n型沟道存在，该n型沟道将漏源沟通。这时加上漏源电压UDS，就会有一定的漏源电流，其值取决于沟道中单位面积的载流子(电子)电荷、及其在沟道中的漂移速度。

23、（2-1）其中，Z为器件沟道宽度。值得一提的是，当UDS与IDS成正比例关系时，将其称作线性区。当UDS增加时，IDS随之增加，这时靠近漏端沟道逐渐变窄，沟道电阻逐渐增大，IDS增加速率逐渐变慢，当UDS增加到某一数值时，IDS达到其最大值。 (2-2) 根据式子2-2可以计算出饱和电压UD。当UDSUD时，IDS不再随着UDS增加，这时沟道末端出现耗尽区，其上压降为UDS-UD，而沟道中的电场基本不变，故电流IDS不变，即不再随着UDS的增加而增加，维持其饱和值，此时即饱和区。以上叙述为一般MOS管而言，功率MOS器件与一般MOS器件还有一个重要区别是其输出IU特性中出现了准饱和区。该区域的

24、特点是：（1）IDS随UDS的增加而增加，不再维持饱和；（2）UDS增加时，IDS几乎不增加，即跨导极小。这是由于功率MOS的器件结构中，含有电阻率比较高，厚度又比较大的漂移区的缘故。2.2 MOSFET基本特性2.2.1静态特性静态特性主要指MOSFET的输出特性和转移特性。在N沟道增强型功率MOSFET器件中，当栅源电压UDS为负值时，栅极下面的P型体区表面呈现空穴的堆积状态，不可能出现反型层，因而无法沟通源区和漏区。即使栅源电压为正，但数值尚不够大时，栅极下面的P型体区表面仍呈现耗尽状态，也不会出现反型层，同样无法沟通源区和漏区。在这两种状态下，功率MOSFET都处于截止状态，即使加上漏

25、极电压UDS，也没有漏极电流IDS出现。只有当栅源电压UDS达到或超过强反型条件时，栅极下面的P型体区表面才会发生反型，形成N型表面层并把源区和漏区联系起来，使功率MOSFET进入导通状态。栅源电压UGS越大，反型层越厚，即沟道截面越大，漏极电流越大。以栅源电压UGS为参变量，反映漏极电流与漏源电压UDS之间关系的曲线族称为功率MOSFET的输出特性。输出特性又分为正向输出特性和反向输出特性。正向输出特性可分为三个区域：可调电阻区，饱和区和雪崩区。在可调电阻区，UGS一定时，漏极电流与漏源电压UDS几乎呈线性关系。一定的栅压对应一定的沟道，所以改变栅压可以改变器件的电阻值。这一区域中，当UGS

26、Uth、时，在栅极下面形成沟道，一旦UDS0，便有漏极电流流过。当UDS较大时，情况有所不同，一方面随UDS的增加，靠近漏区一端的沟道要逐渐变窄，另一方面沟道载流子将达到散射极限速度，电子速度不再继续增加，于是尽管UDS继续增加，但电流增加缓慢，沟道的有效阻值增加。直至靠近漏区一端的沟道被夹断或沟道载流子达到散射极限速度，才使沟道载流子的运动摆脱了沟道电场的影响，开始进入饱和区。在饱和区的后部，电流仍随着增大而上升，但在UGS为恒值时，电流仍随着UDS增大而下降。这是由于UGS和UDS值比较高，沟道电子浓度很高，电子速度又均达到v，因此电流密度J很高。为了维持导电区中性，在高阻漂移区电流通道两

27、侧产生空间电荷层，随着UDS增高，该空间电荷层向电流通道扩张，电压越高，电流通道就越窄，因此电流反而降低。2.2.2 动态特性功率MOSFET是一个近似理想的开关，具有很高的增益和极快的开关速度。动态特性主要影响功率MOSFET的开关瞬态过程。a. 开关特性研究功率MOSFET开关特性的电路如图2-1示。图中信号源电压Vi是脉冲上升沿波形，RG是信号源内阻，L是电感负载，VD是续流二极管，以提供管子截止时释放负载L中的储能，以避免漏极经受过电压。LSD和LSS分别是漏极和源极外引线电感，在开通和关断过程中，分布电感的影响不可忽略。CGD和CGS分别是栅漏和栅源极间电容。功率MSOFET的开通过

28、程如图2-15所示。在t0时刻，信号源电压Vi开始上升。t1时刻达到功率MOSFET阈值电压，漏极电流开始增大，这时有两个原因使栅源电压波形偏离原轨迹。首先，和源极串联的电感对栅极电路产生一个感应电压，这是源极电流增大的结果。此电压使栅源间电压UGS减小，并使其上升率降低，这又使源极电流的上升速率降低。这是一种负反馈作用。影响栅源电压的另一个因素是所谓“密勒”效应。在t0到t1期间，一部分电压会降在和漏极串联的，不被钳位的电路杂散电感L上，漏源电压即开始下降。漏源电压的下降使栅漏电容CGD产生一放电电流，此电流流过信号源内阻RG并使其上的压降增大，从而降低了栅源间电压UGS的上升率。图2-1

29、MOSFET的开通过程tl时刻，MOSFET己开始导电，但续流二极管尚未恢复阻断，即tl至t2期间漏极电流反向流过续流二极管VD。随着栅源电压UGS上升，反向流过续流二极管的漏极电流一直上升到续流二极管恢复电流的峰值。在t1至t2阶段，由于续流二极管有恢复电流流过，负载L被旁路，故功率MOSFET的漏极负载阻抗很低，管子处于饱和区内，负载压降很小,MOSFET压降较高，故漏源电压UDS波形只是随着ID的上升而略有减小。从t2时刻开始，续流二极管开始承受反向电压，恢复反向阻断，漏极电流从续流二极管VD转移到负载电感L上。由于负载阻抗增大，漏源电压UDS迅速减小，到t3时刻，功率MOSFET进入完

30、全导通状态。t2至t3时间通常仅数十纳秒。在如此短暂时间内，漏极电位急剧降低，将会激发极间电容CGD与管子，LSS和信号源形成的衰减振荡过程。工作电源电压VDD越高，初始震荡幅度也越大。漏极电流也有相应的振荡过程。最后，在t3时刻，功率MOSFET完全导通,栅源电压迅速上升到信号源Vi电压的稳态值。b. 关断过程功率MOSFET的关断过程如图2-210所示。t0时栅极信号源电压Vi开始下降，栅源间电容CGS和栅漏间电容CGD在开通过程最后阶段被信号源所充的电荷现在要通过信号源释放。由于放电时间常数的影响，栅源电压UGS的下降速率将比Vi缓慢。tl时，器件进入线性工作模式，漏源电压开始上升。由于

31、漏极电位升高，极间电容CGD将通过信号源被充电，充电电流在信号源内阻上的压降使得栅源电压下降缓慢。在t2时刻，漏极电位上升到与电源相同。t2之后，负载电感L以及LDS和LSS将释放储能，L通过续流二极管VD释放能量。LDS和LSS释放储能时产生的感应电动势使漏源电压UDSVDD。因引线电感LDS和LSS都很小，储能释放极快,故漏源电压迅速恢复到VDD。t2至t3时间极短，在此期间，漏极电流也迅速下降到零。在此阶段UDS的尖峰过电压也会通过栅漏间电容CGD耦合到栅极。但因栅源间电容CGS比CGD大的多，所以栅源电压UGS不会出现相同同的尖峰电压。栅源间电容在此期间可以通过信号源放电，至t3时，U

32、GS=0。图2-2 MOSFET关断过程2.3功率MOSFET的栅极驱动2.3.1 栅极驱动特点功率MOSFET为单极型器件，没有少数载流子的存贮效应，输入阻抗高。因而开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。但是功率MOSFET的极间电容较大，因而工作速度与驱动源内阻抗有关。功率MOSFET对栅极驱动电路的要求主要有：(1)触发脉冲要有足够快的上升和下降速度，即脉冲前后沿要求陡峭；(2)开通时以低电阻对栅极电容充电，关断时为栅极电荷提供低电阻放电回路，以提高功率MOSFET的开关速度；(3)为了使功率MOSFET可靠触发导通，触发脉冲电压应高于管子的开启电压。为了防止误导通，在功率MOSFET

33、截止时最好能提供负的栅源电压；功率MOSFET开关时所需要的驱动电流为栅极电容的充放电电流。功率MOSFET的极间电容越大，在开关驱动中所需的驱动电流也越大。为了使开关波形具有足够的上升和下降速度，驱动电流要有较大的数值。2.3.2 栅极有效电容的计算及驱动电流的确定MOSFET驱动不足将造成转换过程长、开关功率损耗大。这主要是低估了驱动器的有效负载。MOSFET栅极输入电路本质上是容性的，但它的实际负载由于密勒效应与一个真正的容性负载有很大的区别。更不能仅将MOSFTE的输入电容iss当作驱动器的实际负载来考虑。实际上，一个MOSFET的有效输入电容Ci。比Ciss高的多，所以搞好驱动电路设

34、计选型，不仅要知道MOSFET最大有效负载，更重要的是要知道驱动器在一次给定的开关过程的瞬时负载。这可从厂家数据手册提供的栅源电压UGs与总的栅极电荷QG之间的曲线上得到。有效电容： （2-3）驱动电流： （2-4）栅极所需驱动功率： （2-5）2.3.3 MOSFET转换过程的损耗图2-3导通-截止过程波形从图2-3可看出，功率损耗主要发生在图2-3所示的t1-t3之间，把t1作为波形上升或下降的转换点，功率损耗方程式可以分为两个没有联系的方程式。为了简便起见，把线性变化部分作为三角波，不变部分作为常量处理，并设t0-t4为转换周期T，则tl-t3之间的功耗为： （2-6） （2-7）将t1

35、到t2的区间定义为净转换时间T1，并将上述两方程相加得转换，过程总损耗。 （2-8）上述损耗在每个周期发生两次，先是开通，然后是关断，所以一个周期的转换功耗应为PLs表达式的2倍，即： （2-9）这个关系式是表示任何开关频率上都需要快速的转换，特别是1MHz上更有意义。2.4 本章小结回顾MOSFET管的工作原理以及工作环境。第一节详细阐述了工作原理，以及导通条件和期间存在的耗尽区、饱和区等。第二节介绍了MOSFET管的静态特性和动态特性以及MOSFET管的栅极驱动。第3章 驱动电路损耗对比分析 第3章 驱动电路损耗对比分析3.1 引言 在绪论中已经提到，提高开关频率能够降低DC/DC变换器的

36、体积和重量，但是随着开关频率的提高，传统的方波驱动电路的驱动损耗会急剧增加。而栅极谐振驱动方式，是国内外近几年研究的重点，它能够有效降低高开关频率工作条件下的驱动损耗。本章将对传统方波驱动电路和栅极谐振驱动电路的工作原理进行介绍，分析两种驱动电路各自的优缺点，并且将对两种驱动电路在高频工作情况下的损耗进行对比分析。3.2 传统门极驱动电路3.2.1 传统门极驱动电路工作原理目前比较常用的驱动芯片都采用传统的方波驱动电路，它们的输出端都采用如图3-1所示的结构，被称为硬开关驱动电路8。其中Rg代表MOSFET的栅极寄生电阻，通常在栅极还会串联一个电阻，这是因为栅极线路上的寄生电感很容易与栅极寄生

37、电容产生严重振荡，因此通常在栅极串联一个电阻改变阻尼消除振荡。图中Ci是栅极等效输入电容，由于米勒效应的存在，Ci是非线性的。下图示出了主电路所采用的同步buck电路的一个拓扑结构，与常规的buck电路相比，同步buck电路采用了MOSFET VQ2替代了常规buck电路中的续流二极管，降低了二极管续流时的导通损耗7。传统驱动电路的工作原理：在一个开关周期内，S1和S2交替导通，当S1导通S2关断时VCC给Q的输入寄生电容Ci充电，当Ci的电压达到Q的阀值电压时Q开通。在充电过程中栅极驱动电流Ig的最大值为VCC/R。当Ci的电压达到VCC时，MOSFET的寄生二极管将导通，栅极驱动电压被钳位

38、在Vcc，此时栅极驱动电流Ig也将降到零；当S2导通S1关断时，Ci通过S2放电当Ci的电压小于Q的阀值电压时Q关断。图3-1传统门极驱动电路3.2.2传统驱动电路损耗分析若近似Ci为平均电容，则充放电过程可以等效成RC电路，那么充电过程中电容门极电压和电流是： （3-1） （3-2）式子中Vci是门极电容的初始电压。放电过程门极电容Ci的电压和电流是： （3-3） （3-4）传统的门极驱动的损耗可根据以下公式计算： （3-5）应注意的是，Ci并不是MOSFET手册中的输入电容Ciss，实际上，一个MOSFET的有效输入电容Ci要比Ciss大的多。其大小可从数据手册提供的门源电压际与总门极电荷

39、Qg之间的曲线上得到。根据以上的式子，存储在门极电容中的驱动能量全部损耗在了门极电阻和门极驱动电路中，且与开关频率成正比。工作频率越高，则门极驱动损耗越大，所以传统的驱动电路不适合高频应用13。传统的方波驱动方式在开关频率为几千赫兹到几百千赫兹时损耗还比较小还比较常用，但是在高开关频率的工作场合该驱动电路有很多不足的地方：1)当开关频率达到兆赫兹以上等级时，传统方波驱动电路自身的损耗和MOSFET栅极的损耗都非常大，严重影响整体电路的效率。当开关频率达到兆赫兹以上时，该驱动方式甚至无法正常工作，会导致MOSFET的开关波形产生畸变。2)为了实现MOSFET的快速开通和关断，开通和关断瞬间栅极需

40、要很大的di/dt，因为栅极寄生电感的存在很容易引起振荡，严重影响MOSFET的开关过程。3)在驱动双开关管的电路拓扑时，例如同步BUCK电路时，往往需要复杂的死区控制电路。这样势必会增加驱动电路的复杂程度，不利于电路的集成化。存储在门极电容中的驱动能量全部损耗在了门极电阻和门极驱动电路中，且与开关频率成正比，工作频率越高，则门极驱动损耗越大，所以传统的驱动电路不适合高频应用。3.3 传统门极驱动电路高频应用场合下，好的门极驱动有以下几个要求：(1)快速的动态响应能力。(2)功率管MOSFET开通、关断后提供低的门极阻抗，避免误触发。(3)功率管MOSFET开通、关断后能够很好的控制MOSFE

41、T的栅源电压。(4)在低的驱动损耗下提供快速的驱动。现有的谐振驱动方案大多具有上述四个优点，并且实现了能量补偿，大部分电路还实现了零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)。总结上述现有方案可以分为电感电流连续和电感电流不连续两类。电感电流连续时驱动电路的导通损耗会比较大，但是电路一般都比较简单，所需的器件较少，控制逻辑简单，并且电感电流一般都有初始化，驱动速度较快。电感电流不连续时驱动电路的导通损耗会比较小，但是电路都比较复杂，所需的器件多，控制逻辑也复杂，但一部分电路方案的电感电流没有初始化或只有开通时有初始化，驱动速度较差。部分谐振驱动方案引入了变压器或耦合电感，实现了同步整流条件下驱动

42、两个功率管MOSFET时的能量互馈。应用于同步整流谐振驱动几个共同问题：一是时序控制，在高频工作条件下，窄的驱动信号脉冲很难控制；二是电感的设计，电感较小时，驱动速度较快，但电流大，导通损耗大，电感较大时，驱动速度较慢，但电流较小，导通损耗小，因此设计时要对这两个方面进行权衡，对电感优化设计；三是功率管MOSFET驱动电路的门极电阻Rg是产生损耗的主要原因，对效率的影响很大，要想获得高的效率，就要选择Rg小的功率管MOSFET。3.3.1 谐振门极驱动电路的工作的状态在谐振门极驱动电路中，由于要利用LC谐振，C一般是功率开关的门极电容，电感L是需要额外附加的。众所周知，一个由R、L、C组成的二

43、阶电路根据参数选取的不同会有三种工作状态：1) 当时，电路工作在过阻尼的非振荡状态；2) 当时，电路工作在欠阻尼的振荡；3) 当时，电路工作在临近非振荡。3.3.2 谐振门极驱动电路的分类根据电感中是否有初值电流，谐振门极驱动电路又可分为电压型和电流型驱动，驱动电流为脉冲波形；电流型驱动的电感中有电流初值，能够加快驱动速度，但电路中一般会有环流存在。谐振门极驱动电路主要的研究内容是：l)在何时以及如何停止谐振；2)如何确定外接电感的数值大小；3)如何恢复电感中储存的能量；4)如果是电流型驱动，如何提前给电感充电。3.3.3 电压型谐振门极驱动电路谐振驱动电路如图3-2所示，它是一种电压型驱动。

44、它的开通和关断过程类似，不同的是充放电回路的寄生电阻不同，下面简单介绍电路开通过程的工作原理。图3-2电压型谐振门极驱动电路1它的工作原理与传统方法基本相同，而附加电感通过与电容的谐振使得能量浪费减少，而不是直接通过回路消耗在电阻上。高频桥式谐振逆变器功率MOSFET驱动电路设计时需注意的问题：（1）负载工作在谐振状态，电路中的功率MOS管工作在软开关状态，零电压开断，使得内部结电容值增大，充放电时间变长，功率MOS管开关时间变长。（2）谐振逆变器工作频率为兆赫，要求功率MOS管开关速度要快。该驱动电路的特点是：l)驱动脉冲占空比可变，但占空比越大，损耗越高，因此在保证电路正常开通的条件下应尽量减小占空比。但采用小的占空比，则应当考虑前级驱动电路的逻辑关系，这增加了电路的复杂性。2)驱动开关S1、S2实现了软开通，但在电流最大时关断。开通后，两个驱动开关的输出电容放电。3)在驱动脉冲占空比较大时，电感电流要从S1、S2的体二极管流通，增加了二极管损耗。4)当功率开关完全开通或关断时，其门源极电压浮地，没有被钳位到电源电压或具有低阻抗的零电平，所以电路抗干扰性差，可能被误导通或关断。如图3-33所示，同样属于电压型驱动图3-3 电压型谐振门