第6章数字基带传输与数字调制.ppt

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1、第6章数字基带传输与数字调制 Still waters run deep.流静水深流静水深,人静心深人静心深 Where there is life,there is hope。有生命必有希望。有生命必有希望6.1 数字基带传输数字基带传输6.1.1 引言引言经经过过信信源源编编码码数数据据压压缩缩和和信信道道编编码码差差错错控控制制后后得得到到的的数数字字信信号号，通通常常为为二二元元数数字字信信息息，其其脉脉冲冲波波形形占占据据的的频频带带一一般般从从直直流流或或较较低低频频率率开开始始直直至至可可能能的的最最高高数数据据频频率率(几几十十千千赫赫、几几百百千千赫赫或或几几兆兆赫赫、几几十

2、十兆兆赫赫)，带带宽宽会会很很宽宽，能能宽宽到到短短波波波波段段的的射射频频范围。范围。图图6-1所所示示的的为为基基带带传传输输系系统统的的基基本本结结构构框框图图，它它由由信信道道信信号号形形成成器器、传传输输信信道道、接收滤波器和取样判决器几部分组成。接收滤波器和取样判决器几部分组成。图图6-1基带传输系统的基本结构框图基带传输系统的基本结构框图6.1.2 数数字字基基带带信信号号的的常常用用码码型型和功率谱和功率谱1.码型选择原则码型选择原则确确定定码码型型(不不同同表表示示形形式式的的基基带带信信号号)时必须考虑到以下几个方面。时必须考虑到以下几个方面。(1)对对于于传传输输频频带带

3、低低端端受受限限的的信信道道，传传输输信信号号码码型型的的频频谱谱中中不不应应包包含含直直流流或或低低频频成分；成分；(2)应尽量减小码型频谱中的高频成分，应尽量减小码型频谱中的高频成分，既可节省传输频带、提高频谱利用率，又既可节省传输频带、提高频谱利用率，又可减少有线信道电缆内不同线对之间的信可减少有线信道电缆内不同线对之间的信号串扰；号串扰；(3)接收端易于从串行的基带信号中提接收端易于从串行的基带信号中提取位定时信息，再生出准确的时钟信号供取位定时信息，再生出准确的时钟信号供数据判决使用；数据判决使用；(4)便于实时监测传输系统中的信号传便于实时监测传输系统中的信号传输质量，能监测出码流

4、中错误的信号状态；输质量，能监测出码流中错误的信号状态；(5)信道中发生误码时要求所选码型不信道中发生误码时要求所选码型不致造成误码扩散致造成误码扩散(或称误码蔓延或称误码蔓延)；(6)码型变换过程不受信源统计特性码型变换过程不受信源统计特性(信源中各种数字信息的概率分布信源中各种数字信息的概率分布)的影响，的影响，即码型变换对任何信源具有透明性。即码型变换对任何信源具有透明性。2.码型分类及其特点码型分类及其特点(1)二元码二元码二二元元码码中中基基带带信信号号的的脉脉冲冲波波形形只只有有两两种幅度，即高电平种幅度，即高电平(H)和低电平和低电平(L)。(2)(2)三元码三元码三元码三元码(

5、双二进制码，三进制码双二进制码，三进制码双二进制码，三进制码双二进制码，三进制码)三三元元码码中中，数数字字基基带带信信号号的的幅幅度度取取值值有有1，0和和1三三种种电电平平，图图6-3(a)所所示示的的为一个例。为一个例。图图6-3 三元码波形示例三元码波形示例(3)多元码多元码多多元元码码码码型型具具有有多多种种电电平平的的幅幅度度取取值值，如如果果以以m个个比比特特组组成成一一个个字字，则则对对应应地地有有2m元元码码的的码码型型。m=2时时构构成成四四元元码码，如如图图6-4所示。所示。图图6-4多元码波形示例多元码波形示例3.二元码的种类和特点二元码的种类和特点图图6-5中中(1)

6、为为基基带带信信号号的的信信息息码码元元，(2)为为位位定定时时信信号号，脉脉宽宽T代代表表1比比特特的的宽宽度度，升降沿代表每比特定时的开始。升降沿代表每比特定时的开始。图图6-5中中(3)为为单单极极性性不不归归零零(NRZ)码码，其其波波形形与与图图6-2(a)中中所所示示的的的的原原理理相相同同；图图中中(4)为为双双极极性性NRZ，波波形形与与图图6-2(b)所所示示的原理相同。的原理相同。图图6-5中中(5)为单极性归零为单极性归零(RZ)码，它码，它与单极性与单极性NRZ码相似，区别在于码元码相似，区别在于码元“1”的高电平持续时间的高电平持续时间T/2，其余时间返回零其余时间返

7、回零电平电平(低电平低电平)；而码元；而码元“0”一直处于零电一直处于零电平，它实际上是以时间平，它实际上是以时间T内有无脉冲调变信内有无脉冲调变信号来表示号来表示“1”，“0”。图图6-5中中(6)为单极性传号差分为单极性传号差分(NRZ-M)码，其特点是以位定时信号边沿时刻有码，其特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示电平跳变表示“1”，无电平跳变表示，无电平跳变表示“0”。图图中中(7)为为单单极极性性空空号号差差分分(NRZ-S)码码，其其特特点点是是以以位位定定时时信信号号边边沿沿时时刻刻有有电电平平跳跳变表示变表示“0”，无跳变表示，无跳变表示“1”。图图6-5中中(8)为为双双

8、相相码码(也也称称曼曼彻彻斯斯特特码码或或调调频频码码)，其其特特点点是是无无论论码码元元“1”或或“0”，每每一一码码元元比比特特的的边边缘缘都都有有电电平平跳跳变变。图图6-5中中(9)为为密密勒勒码码(Miller,M)，它它是是双双相相码码的的一一种种变变型型，“1”用用码码元元周周期期中中央央出出现现跳跳变变(而而其其前前后后沿沿不不出出现现跳跳变变)来来表表示示；对对码码元元“0”则则有有两两种种处处理理情情况况，单单个个“0”时时码码元元周周期期内内不不出出现现跳跳变变，连连“0”时时在在相相邻邻的的“0”交交界界处处出现跳变。出现跳变。图图6-5中中(10)为为密密勒勒平平方方

9、码码(M2)，它它是是密密勒勒码码的的变变型型，其其区区别别在在于于无无论论“1”还还是是“0”，当当连连续续出出现现的的相相同同码码元元超超过过2时时省省去去最最后后一一个个比比特特上上的的电电平平跳跳变变，即即对对于于“1”省省去去其其中中央央电电平平跳跳变变，对对于于“0”省省去去其其最最后后一一个个码码元元“0”的的前沿跳变。前沿跳变。图图6-5几几种种常常用用的的二二元元码码波波形形4.二元码的功率谱二元码的功率谱图图6-6所所示示的的为为几几种种二二元元码码的的功功率率谱谱密密度曲线。度曲线。5.码型转换码型转换上上述述各各种种码码型型可可从从基基本本的的NRZ码码转转换换产产生生

10、，并并可可以以从从一一种种码码型型转转换换成成另另一一种种码码型。型。图图6-6几种二元码的功率谱几种二元码的功率谱6.1.3 使用伪随机序列扰码使用伪随机序列扰码1.m 序列的产生序列的产生m序序列列是是最最常常用用的的一一种种伪伪随随机机二二进进制制序序列列，它它是是最最长长线线性性反反馈馈移移存存器器序序列列的的简简称称，是是带带线线性性反反馈馈的的移移存存器器所所产产生生的的周周期期最长的序列。最长的序列。2.m序列的性质序列的性质m序列具有下列特定的性质。序列具有下列特定的性质。(1)均衡性均衡性在在m序序列列的的一一个个周周期期m=2n1中中，“1”和和“0”的的数数目目基基本本相

11、相等等，准准确确地地说说是是“1”的个数比的个数比“0”的个数多一个。的个数多一个。(2)游程分布游程分布将将一一个个周周期期序序列列中中接接连连地地相相同同码码元元的的长度称为游程长度，包括长度称为游程长度，包括1游程和游程和0游程。游程。(3)移位相加移位相加(mod2)特性特性一一个个m序序列列Mp，与与其其经经任任意意次次延延时时移移位位后后得得到到的的序序列列Mr进进行行模模2和和，结结果果等等于于Mp经某些次移位后得到的序列经某些次移位后得到的序列Ms，即即这个特性表明了这个特性表明了m序列具有封闭性。序列具有封闭性。(4)伪噪声特性伪噪声特性对对一一个个正正态态分分布布的的随随机

12、机噪噪声声(白白噪噪声声)取取样样时时，若若样样值值为为正正，记记为为“”；若若样样值值为为负负，记记为为“”，则则将将每每次次取取样样所所得得极性排序可写成极性排序可写成 这这是是一一个个正正负负随随机机变变化化的的序序列列，具具有有下面的基本性质。下面的基本性质。序序列列中中“”、“”的的出出现现概概率率相等。相等。序序列列中中游游程程长长度度为为1的的游游程程数数约约占占总总游游程程数数的的1/2，长长度度为为2的的约约占占1/4一一般般地地，长长度度为为k的的游游程程数数约约占占1/2k，并并且且其其中中“”游游程程和和“”游游程程约约各各占占一一半。半。由由于于随随机机噪噪声声的的功

13、功率率谱谱为为常常数数，因因而而其其傅傅立立叶叶反反变变换换也也即即自自相相关关函函数数R()为为一一个个冲冲激激函函数数()。当当0时时，()0，当当0时，时，()是一个面积为是一个面积为1的脉冲。的脉冲。可以证明，可以证明，m序列的均衡性、游程分序列的均衡性、游程分布、自相关函数和功率谱与上述随机序列布、自相关函数和功率谱与上述随机序列的基本性质很相似。因而通常认为，的基本性质很相似。因而通常认为，m序序列属于伪噪声列属于伪噪声(PN)序列或伪随机二进制序序列或伪随机二进制序列列(PRBS)。3.数据序列的加扰和解扰数据序列的加扰和解扰数据加扰原理是以数据加扰原理是以m序列为基础的，序列为

14、基础的，一般的加扰电路构成如图一般的加扰电路构成如图6-10所示。所示。图图6-10加扰电路的一般形式加扰电路的一般形式4.解扰的优点和缺点解扰的优点和缺点加加解解扰扰的的优优点点在在于于，对对于于会会包包含含有有连连“1”、连连“0”的的数数据据序序列列，经经过过PRBS产产生的生的m序序列列进进行行模模2和和后后，将将变变为为伪伪随随机机型型的的数数据序列，从而使其功率谱较适合于传输信据序列，从而使其功率谱较适合于传输信道道的的特特性性，并并且且接接收收端端容容易易从从数数据据流流中中提提取出时钟信号。取出时钟信号。至于缺点，一是加扰码传输中发生单至于缺点，一是加扰码传输中发生单个误码时会

15、影响到接收端相继的个误码时会影响到接收端相继的n个码元的个码元的正确解扰，造成误码蔓延正确解扰，造成误码蔓延(或称误码增殖或称误码增殖)；二是当输入的数据序列很特殊，而与；二是当输入的数据序列很特殊，而与m序列作模序列作模2和时可能正好形成不良的包含长和时可能正好形成不良的包含长“1”长长“0”的加扰后序列，当然这种概的加扰后序列，当然这种概率非常小。率非常小。5.实用的加扰电路实用的加扰电路在在欧欧洲洲的的DVB(数数字字视视频频广广播播)标标准准中中，无无论论DVB-S(卫卫星星DVB)、DVB-C(有有线线电电视视DVB)还还是是DVB-T(地地面面广广播播DVB)，都都对对数数字字基基

16、带带信信号号实实施施同同样样的的能能量量扩扩散散，即即采采用用15级级移移存存器器的的PRBS对对数数据据序序列列作作模模2和和，电路如图电路如图6-12所示。所示。图图6-12 15级移存器的级移存器的PRBS加扰电路加扰电路6.1.4 无码间干扰基带传输无码间干扰基带传输1.基带传输系统的基本特点基带传输系统的基本特点对对于于数数字字信信号号来来说说，较较小小的的波波形形失失真真影影响响不不大大，只只要要接接收收端端在在时时钟钟脉脉冲冲确确定定的的信信号号电电平平判判决决时时刻刻能能准准确确地地区区分分出出高高、低低电电平平，就就能能无无差差错错地地恢恢复复出出发发送送的的数数据据序序列列

17、，然然后后进进行行码码型型译译码码，还还原原成成基基本本的的NRZ码。码。2.无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性在在图图6-13上上注注明明的的发发送送滤滤波波、传传输输信信道道和和接接收收滤滤波波的的复复频频率率特特性性分分别别为为G()，C()和和R()，因因此此，整整个个系系统统的的传传输输特特性性H()为为H()=G()C()R()3.无码间干扰传输的实现方法无码间干扰传输的实现方法满满足足式式(6-15)条条件件的的基基带带传传输输系系统统总总特特性性H()的的实实现现方方法法理理论论上上有有无无数数多多种种，理理想想低低通通型型是是最最基基本本的的一一种种，截截止止边

18、边沿沿呈呈奇奇对对称称滚滚降降型型是是普普遍遍采采用用的的一一大大类类，下下面面分述之。分述之。(1)理想低通型理想低通型由图由图6-14可见，理想低通滤波可实现可见，理想低通滤波可实现无码间干扰的效果，而且结合这时的系统无码间干扰的效果，而且结合这时的系统冲激响应冲激响应h(t)容易理解其原理。图容易理解其原理。图6-15所示所示的为实际的、无负频率的理想低通特性及的为实际的、无负频率的理想低通特性及其冲激响应其冲激响应h(t)的波形。的波形。图图6-15 理想低通及其冲激响应理想低通及其冲激响应(2)升余弦滚降特性升余弦滚降特性3.无码间干扰传输的参数实例无码间干扰传输的参数实例在在数数字

19、字视视频频、音音频频和和数数据据的的基基带带传传输输实实际际系系统统中中，根根据据传传输输信信道道的的特特性性和和系系统统质质量量要要求求，应应用用着着一一些些不不同同的的值值，如如下下所所述。述。(1)DVB-S系统中的发送滤波系统中的发送滤波在在DVB-S系统中，当基带信号对高频系统中，当基带信号对高频载波进行载波进行QPSK调制之前，使调制信号调制之前，使调制信号I和和Q先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系数先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系数0.35。滤波特性的理论函数规定如下：滤波特性的理论函数规定如下：(2)DVB-C系统中的发送滤波系统中的发送滤波DVB-C系系统统中中，在在基基带

20、带信信号号对对高高频频载载波波进进行行QAM调调制制之之前前，使使调调制制信信号号I、Q先先受受到到0.15的的升升余余弦弦平平方方根根滚滚降降滤滤波波，理理论论函函数数如如同同式式(18)，只只是是0.15，数数值值小小。6.2 数数 字字 调调 制制6.2.1 概论概论从从原原理理上上看看，数数字字调调制制与与模模拟拟调调制制没没有有根根本本上上的的差差别别。模模拟拟调调制制中中是是由由模模拟拟信信号号的的瞬瞬时时值值改改变变载载波波信信号号的的某某个个参参量量(幅幅度度、频频率率或或相相位位)实实现现载载波波调调制制的的，模模拟拟信信号号在在时时间间上上和和幅幅度度上上都都是是连连续续的

21、的，所所以以载载波波信信号的调制参量也是连续变化的。号的调制参量也是连续变化的。图图6-17所所示示的的为为ASK，FSK和和PSK的的简单例子。简单例子。图图6-17 数字调制的三种键控方式示例数字调制的三种键控方式示例多多进进制制调调制制中中，每每若若干干个个(比比如如k个个)比比特特构构成成一一个个符符号号，得得到到一一个个个个2k M进进制制的的符符号号而而后后逐逐个个符符号号对对高高频频载载波波作作多多进进制制的的ASK，FSK或或PSK调调制制。符符号号率率的的单单位位为为符符号号/秒秒(Symbol/s)，也也称称为为波波特特(baud)，已已调调波波的的高高频频调调制制效效率率

22、这这时时用用baud/Hz表表示。示。6.2.22 ASK 和和MASK1.2ASK2ASK是是二二进进制制幅幅度度键键控控，由由二二进进制制数数据据1和和0组组成成的的序序列列对对载载波波进进行行幅幅度度调调制制。2ASK可可以以表表示示成成一一个个单单极极性性矩矩形形脉脉冲冲序序列列与一个正弦型载波的相乘，即与一个正弦型载波的相乘，即2.MASKMASK表表示示多多电电平平(M个个电电平平)的的ASK，比比如如将将串串行行数数据据流流经经并并行行变变换换后后形形成成k路路的的并并行行比比特特数数据据流流，再再进进行行D/A转转换换和和ASK，则成为则成为2k M电平的电平的ASK。6.2.

23、3 2PSK和和2DPSK1.2PSK(BPSK)调制调制2PSK是是二二进进制制相相移移键键控控，也也可可记记作作BPSK，由由二二进进制制数数据据+1和和-1对对载载波波进进行行相相位调制。位调制。2PSK可以表示成下式：可以表示成下式：2.2DPSK(BDPSK或或DB PSK)预先设定比如下面的预先设定比如下面的值：值：0表示当前比特码元为表示当前比特码元为“0”表示当前比特码元为表示当前比特码元为“1”数数字字序序列列与与2DPSK载载波波信信号号相相位位之之间间的关系式可用下面的例子表示：的关系式可用下面的例子表示：数字序列数字序列 0 0 1 1 1 0 1 0 12DPSK相位

24、相位 0 0 0 0 0 0 或或 0 0 0 03.2PSK解调解调4.2DPSK解调解调2DPSK信信号号中中，数数字字信信息息是是由由前前后后码码元元已已调调相相信信号号相相位位之之间间的的变变化化表表示示的的，因因而而即即使使应应用用相相位位有有0，模模糊糊度度的的参参考考载载波波进行相干解调，也不影响相对相位关系。进行相干解调，也不影响相对相位关系。6.2.4 QPSK和和DQPSK1.QPSK(4PSK)调制调制在在相相移移键键控控(PSK)调调制制中中，最最常常用用的的是是四四相相移移相相键键控控(4PSK或或 QPSK)和和差差分分四四相相移相键控移相键控(4DPSK或或DPS

25、K)方式。方式。2.QPSK信号解调信号解调关关于于QPSK信信号号的的解解调调，由由于于QPSK信信号号可可看看成成是是两两个个正正交交2PSK信信号号的的合合成成，所所以以可可采采用用2PSK信信号号的的解解调调方方法法进进行行解解调调，即即由由两两个个2PSK相相干干解解调调器器构构成成解解调调电电路路，其组成方框图如图其组成方框图如图6-28所示。所示。图图6-28 QPSK解调电路框图解调电路框图3.DQPSK调制调制现现在在，再再讨讨论论DQPSK信信号号的的产产生生。DQPSK与与QPSK相相比比较较，是是以以前前后后符符号号间间调调相相波波的的相相位位差差来来反反映映当当前前调

26、调制制符符号号的的数数据的。据的。4.DQPSK解调解调DQPSK信信号号的的解解调调方方法法与与2 DPSK信信号号解解调调方方法法类类似似，也也有有极极性性比比较较法法和和相相位位比较法两种方式。比较法两种方式。5.四相调制与二相调制的比较四相调制与二相调制的比较从从上上面面可可以以看看出出，四四相相调调制制(QPSK和和DQPSK)与与二二相相调调制制(2PSK和和2DPSK)相相比比较较，四四相相信信号号是是以以两两个个比比特特组组成成一一个个符符号号，在在相相同同的的已已调调相相波波频频带带下下，其其信信息息速速率率比比二二相信号高一倍。相信号高一倍。6.2.5 MPSK和和MQAM

27、调制调制1.MPSK(多进制相移键控多进制相移键控)调制调制前前面面介介绍绍过过MASK(多多进进制制幅幅度度键键控控)，即即以以多多种种符符号号电电平平(1、3、5)对对sinct或或cosct载载波波进进行行幅幅度度调调制制，这这时时的的星星座座图图是是在在水水平平轴轴(I轴轴，载载波波为为sinct时时)或或垂垂直直轴轴(Q轴轴，载载波波为为cosct时时)上上呈呈线线状状分布的若干个分布的若干个(M个个)矢量端点。矢量端点。图图6-31 8PSK调制电路框图和星座图调制电路框图和星座图2.MQAMMQAM信信号号的的已已调调载载波波矢矢量量可可充充分分利利用用整整个个调调制制平平面面，

28、在在相相同同的的平平均均载载波波功功率率下下对对于于相相同同的的M值值可可使使MQAM的的抗抗干干扰扰能能力强于力强于MASK和和MPSK。3.MQAM与与MPSK的比较的比较从从图图6-32(a)，(b)所所示示的的星星座座图图看看，16PSK与与16QAM的的载载波波调调制制矢矢量量都都有有16个个端端点点，因因而而也也有有相相同同的的高高频频载载波波带带宽宽效效率率(bit/s/Hz)，但但在在抗抗干干扰扰能能力力上上是是有有差差别别的。的。图图6-32 16PSK和和16QAM的星座图的星座图6.2.6 MVSB调制调制1.MVSB调制原理调制原理6.2.2节节中中的的MASK调调制制

29、方方式式采采用用多多电电平平基基带带信信号号对对一一个个高高频频载载波波进进行行平平衡衡调调制制时，得到多种幅度的高频已调波。时，得到多种幅度的高频已调波。一般地，调制框图如图一般地，调制框图如图6-37所示。所示。图图6-37 MASK调制器一般框图调制器一般框图2.MVSB和和MQAM的比较的比较在在MQAM(M=L2，L=2，4，8，16)调调制制方方式式中中，输输入入数数据据流流以以log2L一一组组分分为为两两路路信信号号I和和Q，每每一一路路各各有有L种种电电平平，两两路路信信号号分分别别对对正正弦弦和和余余弦弦的的高高频频载载波波进进行行正正交交调调制制并并相相加加合合成成L2-

30、QAM信信号号(4 QAM，16 QAM，64 QAM或或256 QAM信号信号)。6.2.7 COFDM调制调制1.概述概述为解决这个问题，可以扩大符号周期，为解决这个问题，可以扩大符号周期，使其大大超过多径反射的延时时间，于是，使其大大超过多径反射的延时时间，于是，一定距离内来的一次、二次或多次反射波一定距离内来的一次、二次或多次反射波其迟后于直达波的时间将只占据符号周期其迟后于直达波的时间将只占据符号周期的很小一部分时间，码间干扰问题变得十的很小一部分时间，码间干扰问题变得十分微小而不致造成误码了。分微小而不致造成误码了。要要将将高高码码率率Rb降降低低几几千千倍倍，就就需需使使串串行行

31、数数据据流流经经串串/并并变变换换器器变变换换成成几几千千路路并并行行比比特特流流，每每路路比比特特流流的的码码率率Rb便便是是原原码码率率Rb 的的几几千千分分之之一一，符符号号周周期期相相应应地地扩扩大大几几千倍。千倍。2.COFDM调制的基本原理调制的基本原理如如上上面面所所述述，为为了了解解决决高高速速率率数数据据在在通通过过开开路路通通道道传传输输时时因因多多径径效效应应引引入入的的码码间间干干扰扰问问题题，采采取取的的一一种种方方法法是是在在规规定定的的高高频频带带宽宽B内内均均匀匀安安排排以以N=2r个个子子载载波波，同同时时将将高高码码率率的的串串行行数数据据流流经经串串/并并

32、变变换换器器分分路路成成N个个并并行行支支路路，使使支支路路的的码码率率相相应应地地大大为为降降低低，然然后后由由N路路符符号号(每每符符号号由由2，4或或6比比特特组组成成)分分别别对对N个个子子载载波波进进行行调调制制(4PSK，16QAM或或64QAM)，再再将将各各路路已已调调波波混混合合，便便可可得得到到总总带带宽宽为为B、频频分分复复用用的的FDM信信号号。接接收收端端对对此此OFDM信信号号的的解解调调是是调调制制的的逆逆过程，解调器的原理框图如图过程，解调器的原理框图如图6-40所示。所示。图图6-40OFDM信号解调器原理框图信号解调器原理框图OFDM调制方式很好地克服了高码

33、率调制方式很好地克服了高码率数据流在多径传播环境下引起的码间干扰数据流在多径传播环境下引起的码间干扰问题。问题。3.具体实施方法具体实施方法按按照照上上述述的的OFDM调调制制解解调调原原理理和和图图6-39和和图图6-40所所示示的的框框图图，在在发发送送端端和和接接收收端端都都需需要要有有N个个等等级级差差频频率率的的振振荡荡器器，而而N值值可可能能是是两两千千多多甚甚至至八八千千多多，显显然然难难以以实实际做到。际做到。3.具体实施方法具体实施方法按按照照上上述述的的OFDM调调制制解解调调原原理理和和图图6-39和和图图6-40所所示示的的框框图图，在在发发送送端端和和接接收收端端都都

34、需需要要有有N个个等等级级差差频频率率的的振振荡荡器器，而而N值值可可能能是是两两千千多多甚甚至至八八千千多多，显显然然难难以以实实际做到。际做到。式式中中，sk(t)为为用用复复数数表表示示的的载载频频k的的已已调调波波函函数数，Ak(t)为为已已调调波波的的幅幅度度，k(t)为已调波的相位。为已调波的相位。式式(6-44)正正是是离离散散傅傅立立叶叶反反变变换换的的一一般般表表示示式式，已已知知等等式式右右边边的的频频域域函函数数就就可可以计算出左边的时域函数。以计算出左边的时域函数。因因此此，OFDM调调制制器器实实际际框框图图如如图图6-41所示。所示。图图6-41 利用利用IFFT运算实现运算实现OFDM调制框图调制框图OFDM的的概概念念早早在在20世世纪纪60年年代代已已经经提提出出，但但在在通通信信数数据据传传输输中中得得到到实实质质性性应应用用则则是是80年年代代里里大大规规模模集集成成电电路路技技术术发发展展之之后后，它它使使IFFT和和FFT可可通通过过电电路路设设计计由由硬硬件件来来快快速速实实现现，满满足足实实际际运运行行中中精精度度和和速度的要求。速度的要求。