数字基带传输概述.ppt

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1、6.1 数字基带传输概述数字基带传输概述6.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性6.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型6.4 基带脉冲传输与码间串扰基带脉冲传输与码间串扰6.5 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性6.6 无码间串扰基带系统的抗噪声性能无码间串扰基带系统的抗噪声性能6.7眼图眼图6.8 均衡技术均衡技术6.9 部分响应系统部分响应系统第第6 章章 数字基带传输系统数字基带传输系统返回主目录第第6 章章 数字基带传输系统数字基带传输系统 6.16.1数字基带传输概述数字基带传输概述 数字基带信号数字基带信号包含丰富的低频分量，甚至直流分量的包含丰

2、富的低频分量，甚至直流分量的数字信号，称之为数字基带信号。来自数据终端的原始数据数字信号，称之为数字基带信号。来自数据终端的原始数据信号，都是数字基带信号。信号，都是数字基带信号。数字基带传输数字基带传输在某些具有低通特性的有线信道中，特在某些具有低通特性的有线信道中，特别是传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，别是传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，称之为数字基带传输。称之为数字基带传输。对于大多数信道，如各种无线信道和光信道，对于大多数信道，如各种无线信道和光信道，则是带通型则是带通型的，的，数字基带信号必须经过载波调制，把频谱搬移到高载处数字基带信号必须经过载波

3、调制，把频谱搬移到高载处才能在信道中传输，我们把这种传输称为数字频带（调制或才能在信道中传输，我们把这种传输称为数字频带（调制或载波）传输。载波）传输。一、基带传输系统研究的意义：一、基带传输系统研究的意义：1 1、在在利利用用对对称称电电缆缆构构成成的的近近程程数数据据通通信信系系统统广广泛泛采采用用了了这这种传输方式；种传输方式；2 2、数数字字基基带带传传输输中中包包含含频频带带传传输输的的许许多多基基本本问问题题，也也就就是是说说，基基带带传传输输系系统统的的许许多多问问题题也也是是频频带带传传输输系系统统必必须须考考虑虑的的问题；问题；3 3、任任何何一一个个采采用用线线性性调调制制

4、的的频频带带传传输输系系统统可可等等效效为为基基带带传传输系统来研究。输系统来研究。基基带带传传输输系系统统的的基基本本结结构构如如图图 5 5-1 1 所所示示。它它主主要要由由信信道道信信号号形形成成器器、信信道道、接接收收滤滤波波器器和和抽抽样样判判决决器器组组成成。为为了了保证系统可靠有序地工作，还应有同步系统。保证系统可靠有序地工作，还应有同步系统。图6-1数字基带传输系统图 6-1 中各部分的作用简述如下：信信道道信信号号形形成成器器基带传输系统的输入是由终端设备或编码器产生的脉冲序列，它往往不适合直接送到信道中传输。道道信信号号形形成成器器的的作作用用就就是是把把原原始始基基带带

5、信信号号变变换换成成信信适适合合于于信信道道传传输输的的基基带带信信号号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的，其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。信信道道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随机变化的。另外信道还会进入噪声。在通信系统的分析中，常常把噪声n(t)等效，集中在信道中引入。接接收收滤滤波波器器它的主要作用是滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。抽抽样样判判决决器器它是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输

6、出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时的准确与否将直接影响判决效果，这一点将在第11章中详细讨论。图 6-2 给出了图 6-1 所示基带系统的各点波形示意图。图6-2基带系统个点波形示意图图中：图中：(a)(a)是输入的基带信号，这是最常见的单极性非归零信号；是输入的基带信号，这是最常见的单极性非归零信号；(b)(b)是进行码型变换后的波形；是进行码型变换后的波形；(c)(c)对对(a)(a)而而言言进进行行了了码码型型及及波波形形的的变变换换，是是一一种种适适合合在在信信道道中中传输的波形；传输的波形；(d)(d)是是信信道道

7、输输出出信信号号，显显然然由由于于信信道道频频率率特特性性不不理理想想，波波形形发发生失真并叠加了噪声；生失真并叠加了噪声；(e)(e)为接收滤波器输出波形为接收滤波器输出波形,与与(d)(d)相比，失真和噪声减弱；相比，失真和噪声减弱；(f)(f)是位定时同步脉冲是位定时同步脉冲;(g)(g)为恢复的信息，为恢复的信息，其中第其中第4 4个码元发生误码，个码元发生误码，误码的原因：误码的原因：一、一、是信道加性噪声是信道加性噪声 二二、是是传传输输总总特特性性（包包括括收收、发发滤滤波波器器和和信信道道的的特特性性）不不理理想想引引起起的的波波形形延延迟迟、展展宽宽、拖拖尾尾等等畸畸变变，使

8、使码码元元之之间间相相互互串扰。串扰。实实际际抽抽样样判判决决值值不不仅仅有有本本码码元元的的值值，还还有有其其他他码码元元在在该该码码元抽样时刻的串扰值及噪声。元抽样时刻的串扰值及噪声。接接收收端端能能否否正正确确恢恢复复信信息息，在在于于能能否否有有效效地地抑抑制制噪噪声声和和减减小码间串扰，小码间串扰，这两点也正是本章讨论的重点。这两点也正是本章讨论的重点。6.2数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 6.2.1.2.1数字基带信号数字基带信号 数数字字基基带带信信号号是是指指消消息息代代码码的的电电波波形形，它它是是用用不不同同的的电电平平或脉冲来表示相应的消息代码。或脉冲来

9、表示相应的消息代码。数数字字基基带带信信号号(以以下下简简称称为为基基带带信信号号)的的类类型型有有很很多多，常常见见的的有有矩矩形形脉脉冲冲、三三角角波波、高高斯斯脉脉冲冲和和升升余余弦弦脉脉冲冲等等。最最常常用用的的是是矩矩形形脉脉冲冲，因因为为矩矩形形脉脉冲冲易易于于形形成成和和变变换换，下下面面就就以以矩矩形形脉冲为例介绍几种最常见的基带信号波形。脉冲为例介绍几种最常见的基带信号波形。1.1.单极性不归零波形单极性不归零波形如图如图 6-3-3（a a）所示所示 单单极极性性不不归归零零波波形形，这这是是一一种种最最简简单单、最最常常用用的的基基带带信信号号形形式式。这这种种信信号号脉

10、脉冲冲的的零零电电平平和和正正电电平平分分别别对对应应着着二二进进制制代代码码0 0和和1 1，特特点点：极极性性单单一一，有有直直流流分分量量，脉脉冲冲之之间间无无间间隔隔。另另外外位位同同步步信信息息包包含含在在电电平平的的转转换换之之中中，当当出出现现连连0 0序序列列时时没没有有位位同同步步信息。信息。2.2.双极性不归零波形双极性不归零波形 如图如图 6-3(b)-3(b)所示，所示，在在双双极极性性不不归归零零波波形形中中。脉脉冲冲的的正正、负负电电平平分分别别对对应应于于二进制代码二进制代码1 1、0 0，由于它是幅度相等极性相反的双极性波形，由于它是幅度相等极性相反的双极性波形

11、，特特点点：故故当当0 0、1 1符符号号等等可可能能出出现现时时无无直直流流分分量量。恢恢复复信信号号的的判判决决电电平平为为 0 0，因因而而不不受受信信道道特特性性变变化化的的影影响响，抗抗干干扰扰能能力力也较强。故双极性波形有利于在信道中传输。也较强。故双极性波形有利于在信道中传输。图63几种常见的基带信号波形3.3.单极性归零波形单极性归零波形（见图 6-3(c)）单单极极性性归归零零波波形形与与单单极极性性不不归归零零波波形形的的区区别别是是有有电电脉脉冲冲宽宽度度小小于于码码元元宽宽度度，每每个个有有电电脉脉冲冲在在小小于于码码元元长长度度内内总总要要回回到到零零电电平平，所所以

12、以称称为为归归零零波波形形。单单极极性性归归零零波波形形可可以以直直接接提提取取定定时时信信息息，是是其其他他波波形形提提取取位位定定时时信信号号时时需需要要采采用用的的一一种种过过渡渡波形。波形。4.4.双极性归零波形双极性归零波形如图 6-3(d)所示 它它是是双双极极性性波波形形的的归归零零形形式式，每每个个码码元元内内的的脉脉冲冲都都回回到到零零点点平平，即即相相邻邻脉脉冲冲之之间间必必定定留留有有零零电电位位的的间间隔隔。它它除除了了具具有有双极性不归零波形的特点外，还有利于同步脉冲的提取双极性不归零波形的特点外，还有利于同步脉冲的提取。5.5.差分波形差分波形 如图 6-3(e)所

13、示。这这种种波波形形不不是是用用码码元元本本身身的的电电平平表表示示消消息息代代码码，而而是是用用相相邻邻码码元元的的电电平平的的跳跳变变和和不不变变来来表表示示消消息息代代码码，图图中中，以以电电平平跳跳变变表表示示1 1，以以电电平平不不变变表表示示0 0，当当然然上上述述规规定定也也可可以以反反过过来来。由由于于差差分分波波形形是是以以相相邻邻脉脉冲冲电电平平的的相相对对变变化化来来表表示示代代码码，又又称称它它为为相相对对码码波波形形，而而相相应应地地称称前前面面的的单单极极性性或或双双极极性性波波形形为为绝绝对对码码波波形形。用用差差分分波波形形传传送送代代码码可可以以消消除除设设备

14、备初初始始状状态态的的影影响响，特特别别是是在在相相位位调调制制系系统统中中用用于于解解决决载载波波相相位位模模糊糊问题。问题。6.6.多电平波形多电平波形 用用多多于于一一个个二二进进制制符符号号对对应应一一个个脉脉冲冲。这这种种波波形形统统称称为为多多电电平平波波形形或或多多值值波波形形。由由于于这这种种波波形形的的一一个个脉脉冲冲可可以以代代表表多多个个二二进进制制符符号号，故故在在高高数数据据速速率率传传输输系系统统中中，采采用用这这种种信信号形式是适宜的。号形式是适宜的。数字基带信号的数学式表示：数字基带信号的数学式表示：消消息息代代码码的的电电波波形形并并非非一一定定是是矩矩形形的

15、的，还还可可是是其其他他形形式式。但但无无论论采采用用什什么么形形式式的的波波形形，数数字字基基带带信信号号都都可可用用数数学学式式表表示示出出来来。若若数数字字基基带带信信号号中中各各码码元元波波形形相相同同而而取取值值不不同，则可用同，则可用 s(t)=ang(t-nTs)(6.2-1)表表示示。式式中中，a an n是是第第n n个个信信息息符符号号所所对对应应的的电电平平值值（0 0、1 1或或-1-1、1 1等等），由由信信码码和和编编码码规规律律决决定定；T Ts s为为码码元元间间隔隔；g(t)g(t)为为某某种种标标准准脉脉冲冲波波形形，对对于于二二进进制制代代码码序序列列，若

16、若令令g g1 1(t)(t)代表代表“0 0”，g g2 2(t)(t)代表代表“1 1”，则，则g1(t-nTs),表示符号“0”g2(t-nTs),表示符号“1”由由于于a an n是是一一个个随随机机量量。因因此此，通通常常在在实实际际中中遇遇到到的的基基带带信号信号s(t)s(t)都是一个随机的脉冲序列。都是一个随机的脉冲序列。一一般般情情况况下下，数数字字基基带带信信号号可可用用随随机机序序列列表表示示，即即ang(t-nTs)=s(t)=sn(t)6.2.2.2.2基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性一、一、频谱特性分析的内容特性分析的内容1 1、信号需要占据的频带宽度2、信号所

17、包含的频谱分量3、信号有无直流分量4、信号有无定时分量二二 、频谱特性分析的意义、频谱特性分析的意义 针对信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。三、三、频谱特性分析的方法 以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式设二进制的随机脉冲序列如图 5-4（a）所示，其中，假设g1(t)表示“0”码，g2(t)表示“1”码。g1(t)和g2(t)在实际中可以是任意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把g1(t)画成宽度为Ts的方波，把g2(t)画成宽度为Ts的三角波。现在假设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，

18、且认为它们的出现是统计独立的，则s(t)可用式(5.2-2)表征，即s(t)=sn(t)其中图54随机脉冲序列示意波形g1(t-nTs),以概率P出现g2(t-nTs),以概率(1-P)出现(5.2-4)sn(t)=为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。所谓稳态波，即是随机序列s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现g1(t)、g2(t)的概率加权平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表示成v(t)=Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)=vn(t)(5.2-5)其波形如图 5-4(b)所示，显然v(t)是一个以

19、Ts为周期的周期函数。交变波u(t)是s(t)与v(t)之差，即u(t)=s(t)-v(t)(5.2-6)其中第n个码元为un(t)=sn(t)-vn(t)(5.2-7)于是u(t)=un(t)(5.2-8)其中,un(t)可根据式(5.2-4)和(5.2-5)表示为g1(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=(1-P)g1(t-nTs)-g2(t-nTs),以概率Pg2(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=-Pg1(t-nTs)-g2(t-nTs),以概率(1-P)或者写成un(t)=ang1(t-nTs)-g2(t-nTs)(5.2

20、-9)其中an=1-P,以概率Pan=-P,以概率(1-P)(5.2-10)显然，u(t)是随机脉冲序列，图5-4（c）画出了u(t)的一个实现。下面我们根据式(5.2-5)和式(5.2-8)，分别求出稳态波v(t)和交变波u(t)的功率谱，然后根据式(5.2-6)的关系，将两者的功率谱合并起来就可得到随机基带脉冲序列s(t)的频谱特性。un(t)=1.v(t)的功率谱密度的功率谱密度Pv(f)由于v(t)是以Ts为周期的周期信号，故v(t)=Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)可以展成傅氏级数v(t)=Cmej2mfst(5.2-11)式中Cm=dt(5.2-12)由 于 在（

21、-Ts/2，Ts/2）范 围 内（相 当 n=0）,v(t)=Pg1(t)+(1-P)g2(t)，所以又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范围内，所以上式的积分限可以改为从-到，因此式中再根据周期信号功率谱密度与傅氏系数Cm的关系式，有可可见见稳稳态态波波的的功功率率谱谱P Pv v(f(f)是是冲冲击击强强度度取取决决|C|Cmm|2 2的的离离散散线线谱谱，根根据据离离散散谱谱可可以以确确定定随随机机序序列列是是否否包包含含直直流流分分量量（m=0m=0）和定时分量和定时分量(m=1)(m=1)。2.u(t)的功率谱密度的功率谱密度Pu(f)u(t)是功率

22、型的随机脉冲序列，它的功率谱密度可采用截短函数和求统计平均的方法来求，参照第2章中的功率谱密度的原始定义式（2.2-15），有Pu(f)=其中UT(f)是u(t)的截短函数uT(t)的频谱函数；E表示统计平均；截取时间T是（2N+1）个码元的长度，即T=(2N+1)Ts(5.2-16)式中，N为一个足够大的数值，且当T时，意味着N。现在先求出频谱函数UT(f)。由式（5.2-8），显然有uT(t)=un(t)=ang1(t-nTs)-g2(t-nTs)(5.2-17)则UT(f)=式中G1(f)=G2(f)=于是其统计平均为E|UT(f)|2=当m=n时aman=a2n=（1-P)2以概率PP

23、2以概率（1-P)所以Ea2n=P(1-P)2+(1-P)P2=P(1-P)(5.2-21)当mn时aman=(1-p)2,P2,-p(1-p),以概率p2以概率(1-p)2以概率2p(1-p)所以Eaman=P2(1-P)2+(1-P)2P2+2P(1-P)(P-1)P=0由以上计算可知式(5.2-20)的统计平均值仅在m=n时存在，即E|UT(f)|2=(2N+1)P(1-P)|G1(f)-G2(f)|2(5.2-23)根据式(5.2-15)，可求得交变波的功率谱Pu(f)=fsP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2(5.2-24)可可见见，交交变变波波的的的的功功率率谱谱P Pu u(

24、f(f)是是连连续续谱谱，它它与与g g1 1(t)(t)和和g g2 2(t)(t)的的频频谱谱以以及及出出现现概概率率P P有有关关。根根据据连连续续谱谱可可以以确确定定随随机序列的带宽。机序列的带宽。3.功率谱密度功率谱密度Ps(f)s(t)=u(t)+v(t)将式(5.2-14)与式(5.2-24)相加，可得到随机序列s（t）的功率谱密度为Ps(f)=Pu(f)+Pv(f)=fsP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2 +|fsPG1(mfs)+(1-P)G2(mf s)|2(f-mfs)(5.2 25)上式是双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有Ps(f)=fsP(1-P)|G

25、1(f)-G2(f)|2+f2s|PG1(0)+(1-P)G2(0)|2(f)+2f2s|PG1(mfs)+(1-P)G2(mfs)|2(f-mfs),f0由式(5.2-25)可知，随机脉冲序列的功率谱密度可能包含连续谱Pu(f)和离散谱Pv(f)。对于连续谱而言，由于代表数字信息的g1(t)及g2(t)不能完全相同，故G1(f)G2(f)，因而Pu()总是存在的；而离散谱是否存在，取决g1(t)和g2(t)的波形及其出现的概率P，下面举例说明。例51对于单极性波形：若设g1(t)=0，g2(t)=g（t），则随机脉冲序列的双边功率谱密度为Ps(f)=fsP(1-P)|G(f)|2+等概（P=

26、1/2）时，上式简化为Ps(f)=fs|G(f)|2+（1）若表示“1”码的波形g2(t)=g（t）为不归零矩形脉冲，即G(f)=TSf=mfs,G(mfs)的取值情况：m=0时，G(mfs)=TsSa(0)0,因此离散谱中有直流分量；m为不等于零的整数时，G(mfs)=TsSa(n)=0，离散谱均为零，因而无定时信号。这时，式（5.2-28）变成随机序列的带宽取决于连续谱，实际由单个码元的频谱函数G(f)决定，该频谱的第一个零点在f=fs，因此单极性不归零信号的带宽为Bs=fs，如图5-5所示。（2）若表示“1”码的波形g2(t)=g（t）为半占空归零矩形脉冲，即脉冲宽度=Ts/2时，其频谱

27、函数为图55二进制基带信号的功率谱密度f=mfs,G(mfs)的取值情况：m=0时，G(mfs)=TsSa(0)0因此离散谱中有直流分量；m为奇数时，G(mfs)=0，此时有离散谱，其中m=1时，G(mfs)=，因而有定时信号；m为偶数时，G(mfs)=0，此时无离散谱。这时，式（5.2-28）变成Ps(f)=不难求出，单极性半占空归零信号的带宽为Bs=2fs。例5-2对于双极性波形：若设g1(t)=-g2(t)=g（t），则Ps(f)=4fsP(1-P)|G(f)|2+等概（P=1/2）时，上式变为Ps(f)=fs|G(f)|2(5.2-32)若g（t）为高为1，脉宽等于码元周期的矩形脉冲，

28、那么上式可写成Ps(f)=TsSa2(fTs)从以上两例可以看出：（1）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数G1(f)或G2(f)，两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽。时间波形的占空比越小，频带越宽。通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽的倒数，即Bs=1/。由图5-5可知，不归零脉冲的=Ts，则Bs=fs；半占空归零脉冲的=Ts/2，则Bs=1/=2fs。其中fs=1/Ts，位定时信号的频率，在数值上与码速率RB相等。（2）单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中有定时分量，可直接提取。单极性不归零信号中无定时分量，若想获取定时分量，

29、要进行波形变换。0、1等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直流分量和定时分量。综上分析，研究随机脉冲序列的功率谱是十分有意义的，一方面我们可以根据它的连续谱来确定序列的带宽，另一方面根据它的离散谱是否存在这一特点，使我们明确能否从脉冲序列中直接提取定时分量，以及采用怎样的方法可以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量。这一点，在研究位同步、载波同步等问题时将是十分重要的。应当指出的是，在以上的分析方法中，没有限定g1(t)和g2(t)的波形，因此式（5.2-25）不仅适用于计算数字基带信号的功率谱，也可以用来计算数字调制信号的功率谱。事实上由式（5.2-25）很容易得到二进制幅度键控（ASK）、

30、相位键控(PSK)和移频键控(FSK)的功率谱。6.3基带传输的常用码型基带传输的常用码型在实际的基带传输系统中在实际的基带传输系统中1、含有直流分量和较丰富低频分量的单极性基带波形在低频传输特性差的信道中传输时，有可能造成信号严重畸变。2、当消息代码中包含长串的连续“1”或“0”符号时，非归零波形和单极性归零码呈现出连续的固定电平，因而无法获取定时信息。因此，对传输用的基带信号主要有两个方面的要求：（1）对码码型型的要求：原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；（2）对所选码型的电波形电波形要求：电波形应适合于基带系统的传输。前前者者属属于于传传输输码码型型的的选选择择，后后者者是是基基带带

31、脉脉冲冲的的选选择择。这这是两个既独立又有联系的问题。是两个既独立又有联系的问题。一、码型的选择问题一、码型的选择问题 传传输输码码(或或称称线线路路码码)的的结结构构将将取取决决于于实实际际信信道道特特性性和和系系统统工作的条件。通常，传输码的结构应具有下列主要特性：工作的条件。通常，传输码的结构应具有下列主要特性：(1)(1)相应的基带信号无直流分量，相应的基带信号无直流分量，且低频分量少；且低频分量少；(2)(2)便于从信号中提取定时信息；便于从信号中提取定时信息；(3)(3)信信号号中中高高频频分分量量尽尽量量少少，以以节节省省传传输输频频带带并并减减少少码码间串扰；间串扰；(4)(4

32、)不不受受信信息息源源统统计计特特性性的的影影响响，即即能能适适应应于于信信息息源源的的变变化；化；(5)(5)具具有有内内在在的的检检错错能能力力，传传输输码码型型应应具具有有一一定定规规律律性性，以便利用这一规律性进行宏观监测；以便利用这一规律性进行宏观监测；(6)(6)编译码设备要尽可能简单，编译码设备要尽可能简单，等等。等等。满足或部分满足以上特性的几种传输码型：满足或部分满足以上特性的几种传输码型：1.AMI1.AMI码码 AMIAMI码码是是传传号号交交替替反反转转码码。其其编编码码规规则则是是将将二二进进制制消消息息代代码码“1 1”(传传号号)交交替替地地变变换换为为传传输输码

33、码的的“+1+1”和和“-1-1”，而而“0 0”(空号空号)保持不变。例如：保持不变。例如：消息代码消息代码100110000000110011AMIAMI码：码：+1001+10000000-1+100-1+1 1 1）、规规律律：AMIAMI码码对对应应的的基基带带信信号号是是正正负负极极性性交交替替的的脉脉冲冲序列，而序列，而0 0电位持不变的规律。电位持不变的规律。2 2）、优优点点：由由于于+1+1与与-1-1 交交替替，AMIAMI码码的的功功率率谱谱（见图 5-6）中中不不含含直直流流成成分分，高高、低低频频分分量量少少，能能量量集集中中在在频频率率为为1/21/2码速处。码速

34、处。3 3）、特点：）、特点：可方便提取位定时信号可方便提取位定时信号 此此外外，AMIAMI码码的的编编译译码码电电路路简简单单，便便于于利利用用传传号号极极性性交交替替规规律律观观察察误误码码情情况况。鉴鉴于于这这些些优优点点，AMIAMI码码是是CCITTCCITT建建议议采用的传输码性之一。采用的传输码性之一。4 4）、缺缺点点：当当原原信信码码出出现现连连“0 0”串串时时，信信号号的的电电平平长长时时间间不不跳跳变变，造造成成提提取取定定时时信信号号的的困困难难。解解决决连连“0 0”码码问问题题的的有效方法之一是采用有效方法之一是采用HDB3HDB3码。码。图6-6AMI码和HD

35、B3码的功率谱2.HDB2.HDB3 3码码 HDB3码的全称是3阶高密度双极性码，它是AMI码的一种改进型，其目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使连连“0 0”个数不超过个数不超过3 3个个。其编码规则如下：（1 1）当当信信码码的的连连“0 0”个个数数不不超超过过3 3时时，仍仍按按AMIAMI码码的的规则编，即传号极性交替；规则编，即传号极性交替；（2 2）当当连连“0 0”个个数数超超过过3 3时时，则则将将第第4 4个个“0 0”改改为为非非“0 0”脉脉冲冲，记记为为+V+V或或-V-V，相相邻邻V V码码的的极极性性必必须须交交替替出出现现，以确保编好的码中无直流；以确

36、保编好的码中无直流；“V”称为称为破坏脉冲破坏脉冲。（3 3）为为了了便便于于识识别别，V V码码的的极极性性应应与与其其前前一一个个非非“0 0”脉脉冲冲的的极极性性相相同同，否否则则，将将四四连连“0 0”的的第第一一个个“0 0”更更改改为为与与该该破破坏坏脉脉冲冲相相同同极极性性的的脉脉冲冲，并并记记为为+B+B或或-B-B；“B”称为平衡脉冲。（4 4）破坏脉冲之后的传号码极性也要交替破坏脉冲之后的传号码极性也要交替。例如：例如：代码：1000010000 11000 0l1AMI码：-10000+10000-1+1000 0 -1+1HDB3码-1000-V+1000+V-1+1-

37、B00-V +1-1其其中中的的V V脉脉冲冲和和B B脉脉冲冲与与1 1脉脉冲冲波波形形相相同同，用用V V或或B B符符号号的的目目的的是是为为了了示示意意是是将将原原信信码码的的“0 0”变变换换成成“1 1”码码。HDBHDB3 3译译码码：从从上上述述原原理理看看出出，每每一一个个破破坏坏符符号号V V总总是是与与前一非前一非0 0符号同极性符号同极性(包括包括B B在内在内)。从而：。从而：1）、）、找到破坏点找到破坏点V V。2）、断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码。3）、再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。HDB3码保持了AMI码的优点外，同时还将

38、连“0”码限制在3个以内，故有利于位定时信号的提取。HDB3码是应用最为广泛的码型，A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码。3.PST3.PST码码 PST码是成对选择三进码。其编码过程是：先将二进制代码两两分组，然后再把每一码组编码成两个三进制数字(+、-、0)。因为两位三进制数字共有9种状态，故可灵活地选择其中的4种状态。表表 5 5-1 1 列列出出了了其其中中一一种种使使用用最最广广的的格格式式。为为防防止止PSTPST码码的的直直流流漂漂移移，当当在在一一个个码码组组中中仅仅发发送送单单个个脉脉冲冲时时，两两个个模模式应交替变换。式应交替变换。例如：例如：代码：01001110

39、101100PST码：0+-+-0+0+-+或0-+-+0-0+-+PSTPST码码能能提提供供足足够够的的定定时时分分量量，且且无无直直流流成成分分，编编码码过过程程也也较较简简单单。但但这这种种码码在在识识别别时时需需要要提提供供“分分组组”信信息息，即即需需要要建立帧同步。建立帧同步。表表 5 1 PST码码二进制代码+模式-模式00-+-+010+0-10+0-011+-+-4.数字双相码数字双相码数数字字双双相相码码又又称称曼曼彻彻斯斯特特（ManchesterManchester）码码。它它用用一一个个周周期期的的正正负负对对称称方方波波表表示示“0 0”，而而用用其其反反相相波波

40、形形表表示示“1 1”。编编码码规规则则之之一一是是：“0 0”码码用用“0101”两两位位码码表表示示，“1 1”码码用用“10”10”两位码表示，例如：两位码表示，例如：代码：1100101双相码：10100101100110双双相相码码只只有有极极性性相相反反的的两两个个电电平平，而而不不像像前前面面的的三三种种码码具具有有三三个个电电平平。因因为为双双相相码码在在每每个个码码元元周周期期的的中中心心点点都都存存在在电电平平跳跳变变，所所以以富富含含位位定定时时信信息息。又又因因为为这这种种码码的的正正、负负电电平平各各半半，所所以以无无直直流流分分量量，编编码码过过程程也也简简单单。但

41、但带带宽宽比比原原信码大信码大1 1倍。倍。5.密勒码密勒码密勒(Miller)码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。编码规则如下：“1”码用码元间隔中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示。“0”码有两种情况：单个“0”时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变，连“0”时，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即“00”与“11”交替。为了便于理解，图 5-5(a)和(b)示出了代码序列为11010010时，双相码和密勒码的波形。由图5-5(b)可见，若两个“1”码中间有一个“0”码时，密勒码流中出现最大宽度为2Ts的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行宏观检

42、错。图5-5双相码、密勒码、CMI码的波形(a)双相码；(b)密勒码；(c)CMI码比较图5-5中的(a)和（b）两个波形可以看出，双相码的下降沿正好对应于密勒码的跃变沿。因此，用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。密勒码最初用于气象卫星和磁记录，现在也用于低速基带数传机中。6.CMI码码CMI码是传号反转码的简称，与数字双相码类似，它也是一种双极性二电平码。编码规则是：“1”码交替用“11”和“00”两位码表示；“0”码固定地用“01”表示，其波形图如图5-5(c)所示。CMI码有较多的电平跃变，因此含有丰富的定时信息。此外，由于10为禁用码组，不会出现3个以上的连码，这个规律可用

43、来宏观检错。由于CMI码易于实现，且具有上述特点，因此是CCITT推荐的PCM高次群采用的接口码型，在速率低于8.448Mb/s的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型。在数字双相码、密勒码和CMI码中，每个原二进制信码都用一组2位的二进码表示，因此这类码又称为1B2B码。7.nBmB码码nBmB码是把原信息码流的n位二进制码作为一组，编成m位二进制码的新码组。由于mn，新码组可能有2m种组合，故多出(2m-2n)种组合。从中选择一部分有利码组作为可用码组，其余为禁用码组，以获得好的特性。在光纤数字传输系统中，通常选择mn+1，有1B2B码、2B3B、3B4B码以及5B6B码等，其中，5B6B码

44、型已实用化，用作三次群和四次群以上的线路传输码型。在某些高速远程传输系统中，1B1T码的传输效率偏低。为此可以将输入二进制信码分成若干位一组，然后用较少位数的三元码来表示，以降低编码后的码速率，从而提高频带利用率。4B3T码型是1B1T码型的改进型，它把4个二进制码变换成3个三元码。显然，在相同的码速率下，4B3T码的信息容量大于1B1T，因而可提高频带利用率。4B3T码适用于较高速率的数据传输系统，如高次群同轴电缆传输系统。6.4基带脉冲传输与码间串扰基带脉冲传输与码间串扰在在5.15.1节节中中定定性性介介绍绍了了基基带带传传输输系系统统的的工工作作原原理理，初初步步了了解解码码间间串串扰

45、扰和和噪噪声声是是引引起起误误码码的的因因素素。本本节节将将定定量量分分析析基基带脉冲传输过程，分析模型如图带脉冲传输过程，分析模型如图 5-8 5-8 所示。所示。1 1、信号畸变的产生、信号畸变的产生1 1）信道特性（低通特性）影响）信道特性（低通特性）影响2 2）信道中加性噪声影响信道中加性噪声影响 2 2、信号畸变的影响、信号畸变的影响1 1）识识别别电电路路：在在时时钟钟脉脉冲冲的的控控制制下下，以以一一定定时时间间间间隔隔为为周周期对信号进行抽样，若抽样值高于门限值，判决为传号。期对信号进行抽样，若抽样值高于门限值，判决为传号。2 2）由于信号畸变，造成判决失误，产生码间干扰。）由

46、于信号畸变，造成判决失误，产生码间干扰。3 3、码间干扰的分析、码间干扰的分析 数学模型如图6-7 图图中中，aan n 为为发发送送滤滤波波器器的的输输入入符符号号序序列列，在在二二进进制制的的情情况况下下,a an n取取值值为为0 0、1 1或或-1-1、+1+1。为为了了分分析析方方便便，假假设设aan n 对应的对应的基带信号为：基带信号为：d(t)=d(t)=a an n(t-nT(t-nTs s)(6.4-1).4-1)d(t)d(t)是间隔为是间隔为T Ts s，强度由强度由a an n决定的单位冲击序列决定的单位冲击序列 d(t)d(t)通过发送滤波器产生通过发送滤波器产生s

47、(t)s(t)：图6-7基带传输系统模型s(t)=d(t)*gT(t)=angT(t-nTs)(6.4-2)式中，“*”是卷积符号；gT(t)是单个作用下形成的发送基本波形，即发送滤波器的冲激响应。若发发送送滤滤波波器器的的传传输特性为输特性为G GT T()()，则gT(t)由下式确定gT(t)=(6.4-3)若再设:信道的传输特性为信道的传输特性为C()C()，接收滤波器的传输特性为GR()，则图 6-7 所示的基带传输系统的总传输特性为 H()=GT()C()GR()其单位冲激响应为h(t)=h(t)是单个作用下，H()形成的输出波形。因此在序列d(t)作用下,接收滤波器输出信号y(t)

48、可表示为 y(t)=d(t)*h(t)+nR(t)=式中，nR(t)是加性噪声n(t)经过接收滤波器后输出的噪声。抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列an。例如我们要对第k个码元ak进行判决，应在t=kTt=kTs s+t+t0 0时刻上（t0是信道和接收滤波器所造成的延迟）对y(t)抽样，由上式可得：y(kTs+t0)=akh(t0)+anh(k-n)Ts+t0+nR(kTs+t0)(6.4-6)意义：意义：影响第影响第K K个抽样值的因素有个抽样值的因素有 1）第一项a ak kh(th(t0 0)是第k个码元波形的抽样值，包括大小、极性，以及受滤波器、信道的影响。

49、它是确定ak的依据。2）第二项 anh(k-n)Ts+t0是除第k个码元以外的其他码元波形在第k个抽样时刻上的总和，它对当前码元a ak k的判决起着干扰的作用，所以称为码间串扰码间串扰值。3）第三项nR(kTs+t0)信道加性噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，也要影响对第k个码元的正确判决。由由于于码码间间串串扰扰和和随随机机噪噪声声的的存存在在，当当y(kTy(kTs s+t+t0 0)加加到到判判决决电电路时，路时，对对a ak k取值的判决可能判对也可能判错。取值的判决可能判对也可能判错。例例如如，在在二二进进制制数数字字通通信信时时，a ak k的的可可能能取取值值为为“0 0”

50、或或“1 1”，判判决决电电路路的的判判决决门门限限为为V V0 0，且且判判决决规规则则为为当当y(kTy(kTs s+t+t0 0)V V0 0时时，判判a ak k为为“1 1”当当y(kTs+ty(kTs+t0 0)V V0 0时时，判判a ak k为为“0 0”显显然然，只只有有当当码码间间串串扰扰值值和和噪噪声声足足够够小小时时，才才能能基基本本保保证证上上述述判决的正确，否则，有可能发生错判判决的正确，否则，有可能发生错判,造成误码。造成误码。因因此此，为为了了使使误误码码率率尽尽可可能能的的小小，必必须须最最大大限限度度的的减减小小码码间间串串扰扰和和随随机机噪噪声声的的影影响