数字基带传输系统1.ppt.ppt

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1、15.1 数字基带传输概述数字基带传输概述5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型5.4 基带脉冲传输与码间串扰基带脉冲传输与码间串扰5.5 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性5.6 无码间串扰基带系统的抗噪声性能无码间串扰基带系统的抗噪声性能5.7眼图眼图5.8 均衡技术均衡技术5.9 部分响应系统部分响应系统第第 5 章章 数字基带传输系统数字基带传输系统返回主目录2 第第5 章章 数字基带传输系统数字基带传输系统 5.1数字基带传输概述数字基带传输概述 来自数据终端的原始数据信号，如计算机输出的二进制序列，电传机输

2、出的代码，或者是来自模拟信号经数字化处理后的PCM码组，M序列等等都是数字信号。这些信号往往包含丰富的低频分量，甚至直流分量，因而称之为数字基带信号。在某些具有低通特性的有线信道中，特别是传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，我们称之为数字基带传输。而大多数信道，如各种无线信道和光信道，则是带通型的，数字基带信号必须经过载波调制，把频谱搬移到高载处才能在信道中传输，我们把这种传输称为数字频带（调制或载波）传输。3 目前，虽然在实际应用场合，数字基带传输不如频带传输那样广泛，但对于基带传输系统的研究仍是十分有意义的。一是因为在利用对称电缆构成的近程数据通信系统广泛采用了这种传输方式；

3、二是因为数字基带传输中包含频带传输的许多基本问题，也就是说，基带传输系统的许多问题也是频带传输系统必须考虑的问题；三是因为任何一个采用线性调制的频带传输系统可等效为基带传输系统来研究。因此，本章先介绍数字基带传输，关于模拟基带信号的数字化传输和数字频带传输将分别在第6章和第7章中讨论。基带传输系统的基本结构如图 5-1 所示。它主要由信道信号形成器、信道、接收滤波器和抽样判决器组成。为了保证系统可靠有序地工作，还应有同步系统。4图 5-1数字基带传输系统5 图 5-1 中各部分的作用简述如下：信信道道信信号号形形成成器器 基带传输系统的输入是由终端设备或编码器产生的脉冲序列，它往往不适合直接送

4、到信道中传输。信道信号形成器的作用就是把原始基带信号变换成适合于信道传输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的，其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。信信道道 它是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随机变化的。另外信道还会进入噪声。在通信系统的分析中，常常把噪声n(t)等效，集中在信道中引入。6 接接收收滤滤波波器器 它的主要作用是滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。抽抽样样判判决决器器 它是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲

5、控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。而用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时的准确与否将直接影响判决效果，这一点将在第11章中详细讨论。图 5-2 给出了图 5-1 所示基带系统的各点波形示意图。7图5-2 基带系统个点波形示意图8 其中，(a)是输入的基带信号，这是最常见的单极性非归零信号；(b)是进行码型变换后的波形；(c)对(a)而言进行了码型及波形的变换，是一种适合在信道中传输的波形；(d)是信道输出信号，显然由于信道频率特性不理想，波形发生失真并叠加了噪声；(e)为接收滤波器输出波形,与(d)相比，失真和噪声减弱；(f)是位定时同步

6、脉冲;(g)为恢复的信息，其中第4个码元发生误码，误码的原因之一是信道加性噪声，之二是传输总特性（包括收、发滤波器和信道的特性）不理想引起的波形延迟、展宽、拖尾等畸变，使码元之间相互串扰。此时，实际抽样判决值不仅有本码元的值，还有其他码元在该码元抽样时刻的串扰值及噪声。显然，接收端能否正确恢复信息，在于能否有效地抑制噪声和减小码间串扰，这两点也正是本章讨论的重点。95.2数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 5.2.1数字基带信号数字基带信号 数字基带信号是指消息代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。数字基带信号(以下简称为基带信号)的类型有很多，常见的有矩形脉

7、冲、三角波、高斯脉冲和升余弦脉冲等。最常用的是矩形脉冲，因为矩形脉冲易于形成和变换，下面就以矩形脉冲为例介绍几种最常见的基带信号波形。10 1.单极性不归零波形单极性不归零波形 单极性不归零波形如图 5-3（a）所示，这是一种最简单、最常用的基带信号形式。这种信号脉冲的零电平和正电平分别对应着二进制代码0和1，或者说，它在一个码元时间内用脉冲的有或无来对应表示0或1码。其特点是极性单一，有直流分量，脉冲之间无间隔。另外位同步信息包含在电平的转换之中，当出现连0序列时没有位同步信息。2.双极性不归零波形双极性不归零波形 在双极性不归零波形中。脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1、0，如图 5-

8、3(b)所示，由于它是幅度相等极性相反的双极性波形，故当0、1符号等可能出现时无直流分量。这样，恢复信号的判决电平为 0，因而不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。故双极性波形有利于在信道中传输。11图 5 3 几种常见的基带信号波形12 3.单极性归零波形单极性归零波形 单极性归零波形与单极性不归零波形的区别是有电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平（见图 5-3(c)），所以称为归零波形。单极性归零波形可以直接提取定时信息，是其他波形提取位定时信号时需要采用的一种过渡波形。4.双极性归零波形双极性归零波形 它是双极性波形的归零形式，如图 5-3(d)所示。图

9、可见，每个码元内的脉冲都回到零点平，即相邻脉冲之间必定留有零电位的间隔。它除了具有双极性不归零波形的特点外，还有利于同步脉冲的提取。13 5.差分波形差分波形 这种波形不是用码元本身的电平表示消息代码，而是用相邻码元的电平的跳变和不变来表示消息代码，如图 5-3(e)所示。图中，以电平跳变表示1，以电平不变表示0，当然上述规定也可以反过来。由于差分波形是以相邻脉冲电平的相对变化来表示代码，因此称它为相对码波形，而相应地称前面的单极性或双极性波形为绝对码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位调制系统中用于解决载波相位模糊问题。6.多电平波形多电平波形 上述各种信号都是一

10、个二进制符号对应一个脉冲。实际上还存在多于一个二进制符号对应一个脉冲的情形。这种波形统称为多电平波形或多值波形。14 例如，若令两个二进制符号00对应+3E，01对应+E，10对应-E，11对应+3E，则所得波形为4电平波形，如图 5-3(f)所示。由于这种波形的一个脉冲可以代表多个二进制符号，故在高数据速率传输系统中，采用这种信号形式是适宜的。前面已经指出，消息代码的电波形并非一定是矩形的，还可是其他形式。但无论采用什么形式的波形，数字基带信号都可用数学式表示出来。若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可用表示。式中，an是第n个信息符号所对应的电平值（0、1或-1、1等），由信码和编

11、码规律决定；Ts为码元间隔；g(t)为某种标准脉冲波形，对于二进制代码序列，若令g1(t)代表“0”，g2(t)代表“1”，则15 g1(t-nTs),表示符号“0”g2(t-nTs),表示符号“1”由于an是一个随机量。因此，通常在实际中遇到的基带信号s(t)都是一个随机的脉冲序列。一般情况下，数字基带信号可用随机序列表示，即ang(t-nTs)=s(t)=sn(t)16 5.2.2基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性 研究基带信号的频谱结构是十分必要的，通过谱分析，我们可以了解信号需要占据的频带宽度，所包含的频谱分量，有无直流分量，有无定时分量等。这样，我们才能针对信号谱的特点来选择相匹配

12、的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。数字基带信号是随机的脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱来描述它的频谱特性。第 2 章中介绍的由随机过程的相关函数去求随机过程的功率(或能量)谱密度就是一种典型的分析广义平稳随机过程的方法。但这种计算方法比较复杂。一种比较简单的方法是以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式。17 设二进制的随机脉冲序列如图 5-4（a）所示，其中，假设g1(t)表示“0”码，g2(t)表示“1”码。g1(t)和g2(t)在实际中可以是任意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把g1(t)画成宽度为Ts的方波，把g2(t)画成宽度为T

13、s的三角波。现在假设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是统计独立的，则s(t)可用式(5.2-2)表征，即 s(t)=sn(t)其中 18图 5 4 随机脉冲序列示意波形19 g1(t-nTs),以概率P出现 g2(t-nTs),以概率(1-P)出现 (5.2-4)sn(t)=为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。所谓稳态波，即是随机序列s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现g1(t)、g2(t)的概率加权平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表示成v(t)=Pg1(

14、t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)=vn(t)(5.2-5)其波形如图 5-4(b)所示，显然v(t)是一个以Ts为周期的周期函数。20 其波形如图 5-4(b)所示，显然v(t)是一个以Ts为周期的周期函数。交变波u(t)是s(t)与v(t)之差，即 u(t)=s(t)-v(t)(5.2-6)其中第n个码元为 un(t)=sn(t)-vn(t)(5.2-7)于是 u(t)=un(t)(5.2-8)其中,un(t)可根据式(5.2-4)和(5.2-5)表示为 21 g1(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=(1-P)g1(t-nTs)-g2(t-nTs),

15、以概率P g2(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=-Pg1(t-nTs)-g2(t-nTs),以概率(1-P)或者写成 un(t)=ang1(t-nTs)-g2(t-nTs)(5.2-9)其中 an=1-P,以概率P =-P,以概率(1-P)(5.2-10)显然，u(t)是随机脉冲序列，图 5-4（c）画出了u(t)的一个实现。下面我们根据式(5.2-5)和式(5.2-8)，分别求出稳态波v(t)和交变波u(t)的功率谱，然后根据式(5.2-6)的关系，将两者的功率谱合并起来就可得到随机基带脉冲序列s(t)的频谱特性。un(t)=22 1.v(t)的功率谱密度的

16、功率谱密度Pv(f)由于v(t)是以Ts为周期的周期信号，故 v(t)=Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)可以展成傅氏级数 v(t)=Cm (5.2-11)式中 Cm=(5.2-12)由于在（-Ts/2，Ts/2）范围内（相当n=0）,v(t)=Pg1(t)+(1-P)g2(t)，所以23 又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范围内，所以上式的积分限可以改为从-到，因此式中24再根据周期信号功率谱密度与傅氏系数Cm的关系式，有 可见稳态波的功率谱Pv(f)是冲击强度取决|Cm|2的离散线谱，根据离散谱可以确定随机序列是否包含直流分量（m=0）和

17、定时分量(m=1)。25 2.u(t)的功率谱密度的功率谱密度Pu(f)u(t)是功率型的随机脉冲序列，它的功率谱密度可采用截短函数和求统计平均的方法来求，参照第2章中的功率谱密度的原始定义式（2.2-15），有Pu(f)=其中UT(f)是u(t)的截短函数uT(t)的频谱函数；E表示统计平均；截取时间T是（2N+1）个码元的长度，即 T=(2N+1)Ts (5.2-16)26 式中，N为一个足够大的数值，且当T时，意味着N。现在先求出频谱函数UT(f)。由式（5.2-8），显然有 uT(t)=un(t)=ang1(t-nTs)-g2(t-nTs)(5.2-17)则 UT(f)=27式中G1(

18、f)=G2(f)=于是其统计平均为E|UT(f)|2=当m=n时 28 aman=a2n=（1-P)2 以概率P P2 以概率（1-P)所以 Ea2n=P(1-P)2+(1-P)P2=P(1-P)(5.2-21)当mn时 aman=(1-p)2,P2,-p(1-p),以概率p2以概率(1-p)2以概率2p(1-p)所以 Eaman=P2(1-P)2+(1-P)2P2+2P(1-P)(P-1)P=0 由以上计算可知式(5.2-20)的统计平均值仅在m=n时存在，即 29E|UT(f)|2=(2N+1)P(1-P)|G1(f)-G2(f)|2 (5.2-23)根据式(5.2-15)，可求得交变波的

19、功率谱 Pu(f)=fsP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2 (5.2-24)可见，交变波的的功率谱Pu(f)是连续谱，它与g1(t)和g2(t)的频谱以及出现概率P有关。根据连续谱可以确定随机序列的带宽。30 3.s(t)=u(t)+v(t)的功率谱密度的功率谱密度Ps(f)将式(5.2-14)与式(5.2-24)相加，可得到随机序列s（t）的功率谱密度为 Ps(f)=Pu(f)+Pv(f)=fsP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2 +|fsPG1(mfs)+(1-P)G2(mf s)|2(f-mfs)(5.2 25)上式是双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有 Ps(f)=f

20、sP(1-P)|G1(f)-G2(f)|2+f2s|PG1(0)+(1-P)G2(0)|2(f)+2f2s|PG1(mfs)+(1-P)G2(mfs)|2(f-mfs),f031 由式(5.2-25)可知，随机脉冲序列的功率谱密度可能包含连续谱Pu(f)和离散谱Pv(f)。对于连续谱而言，由于代表数字信息的g1(t)及g2(t)不能完全相同，故G1(f)G2(f)，因而Pu(f)总是存在的；而离散谱是否存在，取决g1(t)和g2(t)的波形及其出现的概率P，下面举例说明。例 5 1 对于单极性波形：若设g1(t)=0，g2(t)=g（t），则随机脉冲序列的双边功率谱密度为Ps(f)=fsP(1

21、-P)|G(f)|2+32等概（P=1/2）时，上式简化为 Ps(f)=fs|G(f)|2+（1）若表示“1”码的波形g2(t)=g（t）为不归零矩形脉冲，即 G(f)=TS f=mfs,G(mfs)的取值情况：m=0 时，G(mfs)=Ts Sa(0)0,因此离散谱中有直流分量；m为不等于零的整数时，G(mfs)=Ts Sa(n)=0，离散谱均为零，因而无定时信号。这时，式（5.2-28）变成33 随机序列的带宽取决于连续谱，实际由单个码元的频谱函数G(f)决定，该频谱的第一个零点在f=fs，因此单极性不归零信号的带宽为Bs=fs，如图 5-5所示。（2）若表示“1”码的波形g2(t)=g（

22、t）为半占空归零矩形脉冲，即脉冲宽度=Ts/2时，其频谱函数为34 f=mfs,G(mfs)的取值情况：m=0时，G(mfs)=TsSa(0)0因此离散谱中有直流分量；m为奇数时，G(mfs)=0，此时 有离散谱，其中m=1时，G(mfs)=，因而有定时信号；m为偶数时，G(mfs)=0，此时无离散谱。这时，式（5.2-28）变成 Ps(f)=不难求出，单极性半占空归零信号的带宽为Bs=2fs。35等概（P=1/2）时，上式变为 Ps(f)=fs|G(f)|2 (5.2-32)若g（t）为高为1，脉宽等于码元周期的矩形脉冲，那么上式可写成 Ps(f)=Ts Sa2(fTs)例 5-2对于双极性

23、波形：若设g1(t)=-g2(t)=g（t），则Ps(f)=4fsP(1-P)|G(f)|2+36 从以上两例可以看出：（1）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数G1(f)或G2(f)，两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽。时间波形的占空比越小，频带越宽。通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽的倒数，即Bs=1/。由图 5-5可知，不归零脉冲的=Ts，则Bs=fs；半占空归零脉冲的=Ts/2，则Bs=1/=2fs。其中fs=1/Ts，位定时信号的频率，在数值上与码速率RB相等。（2）单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中有定时分量，可直

24、接提取。单极性不归零信号中无定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换。0、1等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直流分量和定时分量。37图 5 5 二进制基带信号的功率谱密度 归零码不归零码38 综上分析，研究随机脉冲序列的功率谱是十分有意义的，一方面我们可以根据它的连续谱来确定序列的带宽，另一方面根据它的离散谱是否存在这一特点，使我们明确能否从脉冲序列中直接提取定时分量，以及采用怎样的方法可以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量。这一点，在研究位同步、载波同步等问题时将是十分重要的。应当指出的是，在以上的分析方法中，没有限定g1(t)和g2(t)的波形，因此式（5.2-25）不仅适用于计算

25、数字基带信号的功率谱，也可以用来计算数字调制信号的功率谱。事实上由式（5.2-25）很容易得到二进制幅度键控（ASK）、相位键控(PSK)和移频键控(FSK)的功率谱。395.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 在实际的基带传输系统中，并不是所有代码的电波形都能在信道中传输。例如，前面介绍的含有直流分量和较丰富低频分量的单极性基带波形就不适宜在低频传输特性差的信道中传输，因为它有可能造成信号严重畸变。又如，当消息代码中包含长串的连续“1”或“0”符号时，非归零波形呈现出连续的固定电平，因而无法获取定时信息。单极性归零码在传送连“0”时，存在同样的问题。因此，对传输用的基带信号主要有两个方

26、面的要求：（1）对代码的要求，原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；（2）对所选码型的电波形要求，电波形应适合于基带系统的传输。40 前者属于传输码型的选择，后者是基带脉冲的选择。这是两个既独立又有联系的问题。本节先讨论码型的选择问题，后一问题将在以后讨论。传输码(或称线路码)的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件。通常，传输码的结构应具有下列主要特性：(1)相应的基带信号无直流分量，且低频分量少；(2)便于从信号中提取定时信息；(3)信号中高频分量尽量少，以节省传输频带并减少码间串扰；(4)不受信息源统计特性的影响，即能适应于信息源的变化；41 (5)具有内在的检错能力，传输码型应具有

27、一定规律性，以便利用这一规律性进行宏观监测；(6)编译码设备要尽可能简单，等等。满足或部分满足以上特性的传输码型种类繁多，这里准备介绍目前常见的几种。1.AMI码码 AMI码是传号交替反转码。其编码规则是将二进制消息代码“1”(传号)交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”(空号)保持不变。例如：42消息代码 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 AMI码：+1 0 0 1 +1 0 0 0 0 0 0 0-1+1 0 0 -1+1 AMI码对应的基带信号是正负极性交替的脉冲序列，而0电位持不变的规律。AMI码的优点是，由于+1与-1 交替，AMI码的

28、功率谱（见图 5-6）中不含直流成分，高、低频分量少，能量集中在频率为1/2码速处。位定时频率分量虽然为0，但只要将基带信号经全波整流变为单极性归零波形，便可提取位定时信号。此外，AMI码的编译码电路简单，便于利用传号极性交替规律观察误码情况。鉴于这些优点，AMI码是CCITT建议采用的传输码性之一。AMI码的不足是，当原信码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB3码。43图5-6 AMI 码和HDB3码的功率谱44 2.HDB3码码 HDB3码的全称是3阶高密度双极性码，它是AMI码的一种改进型，其目的是为了保持AMI码

29、的优点而克服其缺点，使连“0”个数不超过3个。其编码规则如下：（1）当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编，即传号极性交替；（2）当连“0”个数超过3时，则将第4个“0”改为非“0”脉冲，记为+V或-V，称之为破坏脉冲。相邻V码的极性必须交替出现，以确保编好的码中无直流；（3）为了便于识别，V码的极性应与其前一个非“0”脉冲的极性相同，否则，将四连“0”的第一个“0”更改为与该破坏脉冲相同极性的脉冲，并记为+B或-B；45（4）破坏脉冲之后的传号码极性也要交替。例如：代码：1000 0 1000 0 1 1 000 0 l 1 AMI码：-1000 0 +1000 0 -1 +1

30、 000 0 -1 +1 HDB3码：-1000 -V+100 +V -1 +1 -B00 -V+1 -1 其中的V脉冲和B脉冲与1脉冲波形相同，用V或B符号的目的是为了示意是将原信码的“0”变换成“1”码。虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。从上述原理看出，每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性(包括B在内)。46 这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。HDB3码保持了AMI码的优点外，同时还将连“0”码限制在3个以内，故有利于位定时信号的提取。HDB3

31、码是应用最为广泛的码型，A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码。3.PST码码 PST码是成对选择三进码。其编码过程是：先将二进制代码两两分组，然后再把每一码组编码成两个三进制数字(+、-、0)。因为两位三进制数字共有9种状态，故可灵活地选择其中的4种状态。47 表 5-1 列出了其中一种使用最广的格式。为防止PST码的直流漂移，当在一个码组中仅发送单个脉冲时，两个模式应交替变换。例如：代码：0 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0 PST码：0+-+-0 +0 +-+或 0-+-+0 -0 +-+PST码能提供足够的定时分量，且无直流成分，编码过程也较简单。但这种码在识别

32、时需要提供“分组”信息，即需要建立帧同步。48表表 5 1 PST码码 二进制代码+模式-模式00-+-+010 +0 -10+0-011+-+-49 4.数字双相码数字双相码 数字双相码又称曼彻斯特（Manchester）码。它用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。编码规则之一是：“0”码用“01”两位码表示，“1”码用“10”两位码表示，例如：代码：1 1 0 0 1 0 1 双相码：10 10 01 01 10 01 10 双相码只有极性相反的两个电平，而不像前面的三种码具有三个电平。因为双相码在每个码元周期的中心点都存在电平跳变，所以富含位定时信息。又因为这种码

33、的正、负电平各半，所以无直流分量，编码过程也简单。但带宽比原信码大1倍。50 5.密勒码密勒码 密勒(Miller)码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。编码规则如下：“1”码用码元间隔中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示。“0”码有两种情况：单个“0”时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变，连“0”时，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即“00”与“11”交替。为了便于理解，图 5-7(a)和(b)示出了代码序列为11010010时，双相码和密勒码的波形。由图 5=7(b)可见，若两个“1”码中间有一个“0”码时，密勒码流中出现最大宽度为2Ts的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行宏观检错。51图 5-7双相码、密勒码、CMI码的波形(a)双相码；(b)密勒码；(c)CMI码