谐振功率放大器(1).ppt

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1、第二章谐振功率放大器（Resonate Power Amplifier）第一节：谐振功率放大器的工作原理 一、丙类谐振功率放大器原理VccVBBVb（t）TvcLrCrZLVo（t）CLRLZL天线ZL：外接负载（阻抗性元件）Lr和Cr：为匹配网络与ZL构成并联谐振回路VBB：偏置电压，设置在截止区内设Vb（t）=VbmCOSWst VBE（t）=VBB+VbmCOSWStiCVBEWtWtWtWtiCvCEvCIco.ic脉冲电流，利用傅立叶级数展开Ico：ic的平均分量Ic1m：ic的基波分量Ic2m：ic的二次谐波分量.谐振电阻Re，在高Q回路中：ReRLLrCrCLLrCtReW0为回

2、路固有谐振频率；WS为基波频率Qe为回路有载品质因数。当Ws=W0时回路的阻抗最大，这时基波分量产生的电压也最大，而平均分量和各次谐波分量产生的电压均可忽略。将电抗负载变成谐振电阻，具有阻抗匹配和选频作用集电极效率二、丁类和戊类谐振功放 丙类工作时：管子的导通时间tIco Ic1mPoImax/iCVBEWtiCVBB/icmax/在效率不变时提高输出功率的方法：VBB/Vbm同时VBBPo，Vbm+VBB必须小于发射结击穿电压。RLLCVccA+-ViT1T2ic1ic2Vb1Vb2+-ViVAic1ic2VLtttttL、C构成串联谐振回路，其固有谐振频率f0，在高Q时当fs=f0时：VL

3、=VC1mCOSWst，其余频率分量被衰减当nfs=f0时，构成倍频器：VL=VC1mCOSnWst，其余频率分量被衰减，的到N次谐波分量。但N不能取太大，由于高次谐波分量远小于基波分量，因此N取太大时，基波分量无法滤掉。由于工作在开关状态，因此效率很高，可达90%以上。Vceic戊类谐振功放第二节：谐振功放的性能特点一、近似分析法（准静态分析法）：线性功放：集电极为纯电阻，可用交流负载线来分析；而谐振功放的集电极的电流为脉冲波、电压为余弦波，不能用上述方法。设谐振回路具有理想滤波特性：只有W=W0的基波分量、Vcnm=0ib：脉冲波、ic：脉冲波；Vbe：余弦波、Vce：余弦波Vbe=VBB

4、+VbmcoswtVce=Vcc-VcmcoswticIcoIc1mVc1mRe=Vc1mIc1mPD=VCCICOPO=IC1mVC1m/2PC=PD-PO=PO/PD输出特性曲线ic（Vbe，Vce）来分析谐振功放的性能忽略高频效应icVbewtwtVBBBVceA A/A/AB为动态曲线，当Vbe从最大值0时，ic与Vce从AB点。集电极电流为脉冲波形。从图中可得到，设定不同的VBB、Vbm、VCC、Vcm得到Ic的脉冲波形极其数值就不同，由此所需的Re值及相应的功率性能也不同。因此必须了解这四个参量的变化对电路功率性能的影响。二、欠压、临界、过压状态三、四个电压参量对性能的影响 icV

5、bewtwtVBBBVceAA/A/A点在特性曲线放大区欠压（Undervoltage）状态A点在特性曲线临界点临界（Critical）状态A点在特性曲线饱和区过压（Overvoltage）状态1、负载特性：在VBB、Vbm、VCC、一定时，性能随Re变化特性ReVc1micwticwtwticwticRe欠压临界过压状态Ic1m、Ico与Re关系ReVc1micmax Ic1m、Ico欠压临界 过压ReIcoIc1mReVc1mIc1m icmax 很小Ic1mIco很小欠压区：过压区：ReVc1m很小Ic1m（ic凹）Ic1m Ico Pc很小Re欠压临界 过压PoVc1mPDPcReop

6、tRe在临界状态时的取值（Po最大）称为匹配负载2、调制特性和电路（集电极调制和基极调制特性）集电极调制特性及电路（VBB、Vbm、Re一定时，性能随Vcc变化特性）icVbewtwtVBBBVceAA/A/VBB、Vbm一定VBEmax、ic的脉宽一定，Vcemin的动态点在VBE=VBEmax的那条输出曲线上移动VccVcemin=（Vcc-Vc1m）（过压欠压）icicicic过压 临界 欠压VccIc1m Ico Vc1m VccIc1m 慢Ico 慢Vc1m 慢VccIc1mIcoVc1m过压欠压结论：要使输出信号幅度Vc1m，放大器应工作在过压状态，通过控制Vcc Vc1m，实现集

7、电极调幅电路。放大器工作在欠压状态时，由于输出信号幅度Vc1m变化很小，因此可用来实现等幅电路限幅电路。集电极调幅电路VccVc1mVc1mVo（t）LC+-Vb（t）-VBBVcco-+V（t）+-Vcc（t）基极调制特性及其电路Vbm、Vcc、Re一定时，一定时，性能随性能随VBB变化特性变化特性：Vbm、Vcc、Re 一定：VBB、ic的脉宽（Ico、Ic1m、VBEmax）Vc1m （欠压过压）icicicic欠压 临界 过压 VBBicIc1m Ico Vc1m VBBic凹Ic1m 慢Ico 慢Vc1m 慢VBB0欠压临界 过压IcoIc1mVc1m结论：VBB，要使输出信号幅度V

8、c1m，放大器应工作在欠压状态，通过控制VBB Vc1m，实现基极调幅电路或振幅放大电路。放大器工作在过压状态时，由于VBB，输出信号幅度Vc1m变化很小，因此可用来实现等幅电路限幅电路。基极调幅电路：基极调幅电路：VBBVc1mVc1mVBB0VVo（t）Vo（t）LC+-Vb（t）-VccVBB0-+V（t）+-VBB（t）icVbewtwtVBBBVceAA/A/放大特性VBB、Vcc、Re一定时，一定时，性能随性能随Vbm变化特性变化特性：icicicic欠压 临界 过压 VbmicIc1m Ico Vc1m Vbmic凹Ic1m 慢Ico 慢Vc1m 慢Vbm0欠压临界 过压IcoI

9、c1mVc1m结论：Vbm，要使输出信号幅度Vc1m，放大器应工作在欠压状态，Vbm Vc1m，实现振幅放大电路。放大器工作在过压状态时，由于Vbm，输出信号幅度Vc1m变化很小，因此可用来实现等幅电路限幅电路（输入信号振幅的最小值应大于临界状态所对应的Vbm 的值）。放大电路：放大电路：VbVc1mVoVBB0VbmVc1m临界Vo线性功率放大器振幅限幅器、四个特性在电路调试中的应用 若一个丙类谐振放大器，没有达到所设计的临界状态时应如何调整？RePo欠压。应分别增大Re、Vbm、VBB或同时增大或两两增大临界（Po、也会同时增大）RePo 过压。应Vcc 同时增大Re、Vbm、VBB 临界

10、（Po、也会同时增大）第三节谐振功率放大器电路一、直流馈电电路（Power Supply Circuit）直流馈电电路、滤波匹配网络串馈、并馈1、串联馈电电路 （Series Supply）Vcc、滤波匹配网络和功率管T在形式上串接Lc：高频扼流圈Cc：电源滤波电容，作用：隔直流（开路）；通交流（短路）作用：通直流（短路）；阻交流（开路）Lc、Cc阻止信号通过直流电源而产生级间反馈。L+LcVcc-CcVo（t）+-cVccTVc特点：滤波网络处于高电位，网络不能接地，且馈电元件Lc、Cc的分布参数对电路的影响小。2、并联馈电电路（Parallel Supply）L+LcVcc-Cc2Vo（t

11、）+-cVccTCc1+-Vcc+-VcVcc、滤波匹配网络和功率管T在形式上并接Cc1：隔直流（开路）；通交流（短路）特点：滤波网络接地，且馈电元件Lc、Cc的分布参数对影响网络的调谐无论串馈和并馈电路：Vce=Vcc+Vc（t）3、基极偏置电路L+LcVcc-Cc2Vo（t）+-cVccTCc1+-Vcc+-VcIBOCB1LBRB1RB2Vb（t）CB2基极偏置电路LB：高频扼流圈，对高频开路，对直流短路CB1：滤波电容，对高频短路，对直流开路工作在丙类当Vb（t）=0时，基极偏置为正值；当Vb（t）0时，IB脉动的，有平均电流IBO 通过LBVbq分压偏置电路自给偏置电路自给偏置电路I

12、BOCB1LBRBVb（t）CB2IBOLBVb（t）CB 偏置电压由iB脉冲的平均值分量IBO在RB或LB的固有电阻上产生的压降。LB可避免RB、CB1对输入滤波匹配网络的影响当Vb（t）=0时，Vbq=0当Vb（t）0时，Vbq由IBO产生，且为负值，VbmVbq越负，可对输出幅度起负反馈作用，稳定输出幅度；提高电路的稳定性。二、滤波匹配网络（Filter-Matched Network）1、对网络要求接在功率管与外接负载之间滤波匹配网络ReRLIc1mIcnmPL将RLRe使输出功率Po最大或输出所需的功率充分滤除高次谐波分量，在RL上得到基波分量或所需的 倍频分量谐波抑制度要小（对n次

13、谐波抑制能力）Hn越小对n次谐波抑制能力越强。通常以H2表示网络的滤波能力要求将给定的输出功率Po高效地传送到外接负载上，因此网络的效率要高但谐波抑制度与网络的效率是相矛盾的例如：LC并联谐振回路网络LCRLrLiLiCrL：L中的固有损耗电阻Rl：外接负载Q0：回路的固有品质因数Qe：有载品质因数 当Q0一定时，QeRL越大于rLK即RL得到的功率越大，rL损耗的功率相对小。但Qe 回路的谐振曲线越平坦，即Hn对高次谐波的抑制能力也越差。Qe1Qe2Qe1Qe2w2、常用的滤波匹配网络阻抗特性分析电路模型RL 与Re、Co串联的阻抗匹配网络滤波匹配网络ReRLCoCo为功率管的分布电容要求R

14、L与Re和Co的串接或并接阻抗匹配 RL 与Re、Co并联的阻抗匹配网络滤波匹配网络ReRLCoCo为功率管的分布电容串并转换公式XPRPXSRS并接串接串并并串只要设定Qe，RS、Xs与RP、XP可相互转换，且XsXP具有相同性质的电抗。利用串并公式分析匹配网络，求各元件表达式例1：T型网络，要求与Re和Co串接阻抗匹配，试求各元件表达式ReCoXL1XC2XC1RLT型XC1XC1/XL1/并接两个并接的L型网络ReCoXL1Xc2XC1/RLXL1/XC2RLXP2RP2并接ReCoXL1XC1/XL1/XP2RP2Re/并联谐振ReCoXL1XC1/Re/XC1/Re/XS1RS1串接

15、ReCoXL1XS1RS1Co XL1XS1与构成串联谐振Re/=RP2Re=RS1设：当ReRL时，Xc1 C10难实现，Re不宜接近RL。已知Re、Co、Rl、Qe1就可求得各元件表达式。例2、LRLCrReXLPrPXcpRPRe固有品质因数Q0同理若Qe11时，XCPXC当XCP=-XLP时产生并联谐振当RLr时，rP RP 例题3、型滤波匹配络，要求与Re、Co的并接阻抗匹配。试求各元件表达式。ReCoXL1XC1XL2XC2RLReCoXL1XC1XL2/XS2RS2XL2/Re/ReXCOXL1并联谐振XC1XL2及XL2/XS2串联谐振解：取XL1+XCO=0 XL1=-XCO

16、已知Re、Co、RL、选定Qe1就可求出XL1、XC1、XL2、XC2的值。常用滤波匹配网络的结构及其元件表达式ReCoXL1XC2XC1RLT型XL1=Qe1Re XCO XC2=-ARLReCoXL1XL2XC1RLT型XL1=Qe1Re XcoXL2=-ARLReCoXL1XC2XC1RL型ReCoXL2XC2XC1RL型XL1RLReCoXL1XC2XC1L型三、谐振功率放大器电路50C168PFL12TC2100PC380PLB10uHCc10.01uFCc230uFVccLc10uHL21TL32TC4100PC5100PC668P50TTLTT50C139PFL12TC220PC

17、339PLB4.7uHCc10.01uFCc2VccL32TL23TL44TC447P C510PC650T2SC2196RB22CB0.01uFRC1000.01uFCc3100uF10.8VC740PL5C8LC22P22P2TT50C1100PFL12TC2100P 39PCD11000PVDDC52.5TL22TL3C460P C339PC450TMFR136R250K100uF28V40PC624PR2150KLD1LD2CD2CD31000P680PTL工作频率50MHZ，功率70W，增益11dB工作频率150MHZ，功率3W，增益10dB工作频率400MHZ，功率15W，增益14

18、dB第四节、高频功率放大器一、高频功率管及其大信号输入和输出阻抗 谐振功率放大器工作频率几十兆赫兹，高到几百兆赫兹的谐振放大器称为高频（射频）功率放大器（Radio Frequency Power Amp.）高频工作时，功率管的特性已不能仅由静态特性曲线表示，而必须考虑其间存在的非线性电容特性，引线电感等分布参数以及大注入效应等的影响，这些将导致放大器的功率增益，最大输出功率和效率急剧下降。静态特性曲线分析法有助于了解谐振功率放大器的性能变化特性，并指导功率放大器的调试。但不能用这种方法来分析和设计高频功率放大器。工程上采用借助功率管大信号输入和输出阻抗的一种设计方法。高频功率管结构大信号输入

19、和输出 阻抗从手册上得到参数：极限参数ICM、PCM、VCEO等；在一定的Vcc作用 下，不同 频率上的输出功率Po；大信号工作时的输入阻抗、输出阻抗。当功率管不在给定的参数下工作，应用实测方法得到的大信号输入阻抗和输出阻抗来设计实测大信号输入阻抗和输出阻抗+高频信号发生器C1C2L1LCC5C6VccbceL2C3C4功率计5050A、选定高频信号发生器的频率fo，且特定的幅度的输入信号B、反复调节输入、输出滤波匹配网络，直到网络谐振，这时输出功率最大C、去掉电源电压Vcc和功率管D、在输入端用50电阻代替高频信号发生器测试电路+C1C2L1LCC5C6VccbceL2C3C4功率计5050

20、用网络分析仪或阻抗测试仪分别测量集电极和基极对地呈现的阻抗。C端呈现的阻抗的共扼值称为功率管的大信号输出阻抗b端呈现的阻抗的共扼值称为功率管的大信号输入阻抗这两种阻抗与小信号工作时管子的输入和输出阻抗不同 设2SC2905功率管：在25oC，f=400MHZ，Vcc=12.5V，Po=45W，负载为50时输出阻抗：1.5-0.1j，输入阻抗：1.02+j0.02，若条件改变了，比如f400MHZ负载不是50，则输入和输出阻抗就不是上述值。需要实测在相应条件下的输入、输出阻抗。若手册只给输出阻抗的电抗分量，则与电抗分量并联的电阻用如下公式估算。作业：2-5，2-8，2-11。2-12，2-14，2-15，2-16，2-18