第七章通信精选文档.ppt

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1、第七章通信本讲稿第一页，共五十三页7.1 数字基带系统的构成数字基带系统的构成 系统主要由信道信号形成器、信道、接收滤波器、位定时提取电路和取样判决器五个功能部件组成，系统的输入信号是数字基带信号。图7.1 数字基带系统组成方框图本讲稿第二页，共五十三页图7.2 数字基带系统各点波形单极性码双极性码升余弦波校正后的波形定时脉冲0，判为正电平，出，判为正电平，出“1”码码误码误码本讲稿第三页，共五十三页7.2 数字基带信号的码型和波形数字基带信号的码型和波形基带传输系统的信道对数字基带信号的码型的要求：(1)要求数字基带信号中没有直流分量及低频分量。(2)要求数字基带信号中含有定时分量。(3)要

2、求数字基带信号含有较小的高频分量。(4)要求编译码设备尽量简单。本讲稿第四页，共五十三页1.单极性不归零码单极性不归零码用一个宽度等于码元间隔Ts的正脉冲表示信息“1”，没有脉冲表示信息“0”。其直流分量不为零。图7.3 单极性不归零码本讲稿第五页，共五十三页2.双极性不归零码双极性不归零码如正脉冲表示“1”，负脉冲表示“0”。当“1”、“0”等概时直流分量等于0。图7.4 双极性不归零码本讲稿第六页，共五十三页3.单极性归零码单极性归零码归零码的脉冲宽度比不归零码窄，因而它的带宽比不归零码的带宽要宽，其直流分量也不等于零。图7.5 单极性归零码本讲稿第七页，共五十三页4.双极性归零码双极性归

3、零码图7.6 双极性归零码本讲稿第八页，共五十三页5.差分码差分码差分码是用相邻码元的变化来表示原数字信息。编码规则：“1”变，“0”不变。差分码bn与原数字信息an之间有这样的关系：异或运算本讲稿第九页，共五十三页图7.7 绝对码与差分码原数字信息（绝对码）差分码（相对码）本讲稿第十页，共五十三页接收端收到相对码bn后，可由bn恢复绝对码an。6.极性交替码（极性交替码（AMI）无脉冲表示“0”，而“1”则交替地用正、负极性的脉冲表示。没有直流分量。图7.8 AMI码本讲稿第十一页，共五十三页7 三阶高密度双极性码（三阶高密度双极性码（HDB3）它是AMI码的改进码，无直流分量。当信息连“0

4、”较多时，AMI码编码输出为“0”，这样接收端难以从接收到的信号中提取位定时信号，其编码规则编码规则如下：（1）当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编码；（2）当信码的连“0”个数超过3时，则将第4个“0”改为破坏码“V”,“V”码的极性应与其前一个非“0”码同极性，相邻“V”码的极性应满足交替性。本讲稿第十二页，共五十三页（3）当相邻“V”码中间有偶数个偶数个“1”，则将四个连“0”码的第一个码用B代替。B的极性与其前面相邻的“1”码的极性相反。（4）“V”码满足极性交替，“1”码和B码满足极性交替。例例7.1 设输入二进制序列为0010000110000000001，求其HD

5、B3。本讲稿第十三页，共五十三页例例7.2 接收到HDB3的码波形为00+1000+1-1+1-100-1+100+10-1,求原信息序列。（1）连续出现两个同极性码时，后一个码即为“V”码。译码规则：译码规则：（2）若“V”码的前三个码位处是正负脉冲，则是B00V码，反之为000V码，将B、V改为0即可。本讲稿第十四页，共五十三页7.3 数字基带信号的功率谱分析数字基带信号的功率谱分析二元数字基带信号中只有二个不同的符号，常称为“1”码和“0”码。设“1”码的基本波形为g1(t)，出现的概率为p，“0”码的基本波形为g2(t)，概率为1-p，码元宽度(码元间隔)为Ts，前后码元统计独立。经数

6、学分析得到二元数字基带信号的双边功率谱双边功率谱表达式为G1(f)、G2(f)分别是g1(t)与g2(t)的频谱函数。（7-1）本讲稿第十五页，共五十三页单边谱表达式为单边谱表达式为（7-2）本讲稿第十六页，共五十三页谱分析：谱分析：(1)连续谱 fsp(1-p)|G1(f)-G2(f)|2 连续谱可以确定二元数字基带信号的带宽。一般情况下，传“1”码和“0”码的波形不相同，即g1(t)g2(t)，因此G1(f)G2(f)，故连续谱总是存在的连续谱总是存在的。(2)离散谱 离散谱决定是否含直流成分及定时分量。本讲稿第十七页，共五十三页例例7.3 求求0 0，1 1等概等概单极性不归零码的功率谱

7、。已知单个的功率谱。已知单个1 1码的波形码的波形是幅度为是幅度为A A的矩形脉冲，如下图所示。的矩形脉冲，如下图所示。解：对于二元码，有：解：对于二元码，有：设单个设单个1码波形为码波形为g1(t)，单个，单个0码波形为码波形为 g2(t)。显然。显然g2(t)=0，故G2(f)=0。本讲稿第十八页，共五十三页则：由（7-2）式可求得单边功率谱表达式为：本讲稿第十九页，共五十三页当f=nfs时，G1(nfs)有以下几种取值情况：当n=0时，G1(nfs)=ATsSa(0)=ATs0，因此离散谱中有直流分量。直流分量。n0且为整数时，且为整数时，G1(nfs)=ATsSa(n)=0，离散谱为零

8、。离散谱为零。其中，其中，n=1时，时，G1(nfs)=ATsSa()=0，位定时分量为位定时分量为0。本讲稿第二十页，共五十三页单极性不归零码的谱零点带宽为：单极性不归零码的谱零点带宽为：B=fs例例7.4 求求0 0，1 1等概等概单极性归零码的功率谱。已知单个的功率谱。已知单个1 1码的波形是幅码的波形是幅度为度为A A的半占空矩形脉冲，如下图所示。的半占空矩形脉冲，如下图所示。本讲稿第二十一页，共五十三页对两种波形作傅氏变换得将上述条件代入功率谱公式，可得单边功率谱表达式为本讲稿第二十二页，共五十三页(1)存在直流成分，直流谱为(2)n为奇数时，Sa(n/2)0，此时有离散谱。其中n=

9、1时，Sa(/2)0，所以离散谱中有位定时分量。(3)连续谱中决定此随机信号带宽的频谱成分为Sa2(fTs/2)，此谱的第一个零点在f=2/Ts=2fs处，所以信号的带宽为2fs，此带宽是不归零码信号带宽的2倍。本讲稿第二十三页，共五十三页单极性信号的功率谱密度分别如下图中的实线和虚线所示：结论：结论：不归零脉冲：有直流分量，无定时分量归零脉冲：有直流分量，含定时分量单极性码单极性码本讲稿第二十四页，共五十三页7.4 无码间干扰的传输波形无码间干扰的传输波形前续知识：时域受限；频域无限eg:矩形波形，要求信道频带无限宽实际信道的条件：实际信道的条件：经频带受限信道传输的信号:频域受限；时域无限

10、信道的带宽受限导致前后码元的信道的带宽受限导致前后码元的波形产生畸变和展宽波形产生畸变和展宽。这样，前面码元的波。这样，前面码元的波形会出现很长的拖尾，蔓延到当前码元的抽样时刻，对当前码元的判决造成干扰。形会出现很长的拖尾，蔓延到当前码元的抽样时刻，对当前码元的判决造成干扰。这种码元之间的相互干扰称为这种码元之间的相互干扰称为码间串扰码间串扰。码间串扰过大时，接收信号出错码间串扰过大时，接收信号出错本讲稿第二十五页，共五十三页图7.9 码间干扰示意图第二个码元抽样判决时刻本讲稿第二十六页，共五十三页图7.10 数字基带传输系统的数学模型H(f)=HT(f)HC(f)HR(f)H(f)表示总的传

11、输特性，h(t)表示系统的冲激响应本讲稿第二十七页，共五十三页设其中bk为第k个输入脉冲的相对幅度，由码型决定。y(t)被送到取样判决器。设第m个码元的取样判决时刻为(mTs+t0)，其中，mTs表示第m个发送码元的起始时刻，t0为时偏。则（7-3）本讲稿第二十八页，共五十三页由式（7-3）第m个码元取样判决时刻接收滤波器输出为（7-4）第m个码元的取样值码间干扰值如何消除码间干扰？如何消除码间干扰？即码间干扰值为零即码间干扰值为零本讲稿第二十九页，共五十三页1.理想低通滤波器的冲激响应理想低通滤波器的冲激响应设理想低通滤波器的传输特性H(f)为本讲稿第三十页，共五十三页图7.11 理想低通传

12、输特性及冲激响应本讲稿第三十一页，共五十三页冲激响应h(t)在 (n0的整数)时有周期性零点。分析：分析：可以看出，当码元的发送间隔为的正整数倍时，即码元间隔(n为正整数)时，在任一码元的取样点上，其它码元的输出波形也都刚好是零点，码间干扰也为零。理想低通系统其无码间干扰速率为（7-5）本讲稿第三十二页，共五十三页n=1对应最大无码间干扰速率2B(Baud)波特，此速率称为奈奎斯特速率，频带利用率=传输速率/系统带宽=Rs/B=2B/B=2（Baud/Hz）数字基带系统的极限频带利用率数字基带系统的极限频带利用率2.升余弦传输特性的冲激响应升余弦传输特性的冲激响应设升余弦传输特性为本讲稿第三十

13、三页，共五十三页图7.12 升余弦传输特性及其冲激响应本讲稿第三十四页，共五十三页升余弦传输系统其无码间干扰速率为最大无码间干扰速率为Rsmax=B(Baud)。最大频带利用率为本讲稿第三十五页，共五十三页一般性研究：具有奇对称滚降特性奇对称滚降特性的H(f)，是一种无码间干扰的传输系统。图7.13 余弦滚降传输特性W2W滚降系数滚降系数本讲稿第三十六页，共五十三页其无码间干扰传输速率为其中，W是滚降曲线中点所对应的频率。该系统的最大频带利用率为本讲稿第三十七页，共五十三页例例7.5 有系统的传输特性H(f)如图7.6所示。求此系统的所有无码间干扰速率及最大频带利用率。图7.14 直线滚降(梯

14、形)传输特性本讲稿第三十八页，共五十三页例7.6 设基带传输系统的发送滤波器、信道及接收滤波器组成的系统总传输特性为H(f)，若要求以2/Ts波特的速率进行数据传输，试检验图7.7中各种H(f)是否满足消除取样点上码间干扰的条件？图7.15 几种基带传输系统的传输特性本讲稿第三十九页，共五十三页7.5 无码间干扰时噪声对传输性能的影响无码间干扰时噪声对传输性能的影响图7.16 数字基带传输系统x(t)=s(t)+ni(t)低通型高斯噪声本讲稿第四十页，共五十三页发“1”码时发“0”码时判决器设定一判决门限d，判决规则为：如果xd，判定信号幅度为A，即发送的是“1”码；如果xd，判定信号幅度为0

15、，即发送的是“0”码。1.1.发发“0 0”码时取样判决器输入端噪声分布码时取样判决器输入端噪声分布取样判决器的输入仅仅是噪声ni(t)，接收信号取样值x的概率密度函数为若为单极性信号时，送到判决器的取样值为本讲稿第四十一页，共五十三页是噪声的方差，其值为若|GR(f)|=1，带宽为B，则2.2.发发“1 1”码时取样判决器输入端信号加噪声的概率密度函数码时取样判决器输入端信号加噪声的概率密度函数本讲稿第四十二页，共五十三页取样判决器的输入是x=A+ni(t)，接收信号取样值x的概率密度函数为本讲稿第四十三页，共五十三页图7.17 取样值概率密度函数分布图本讲稿第四十四页，共五十三页3.3.误

16、码率公式误码率公式单极性信号且“1”、“0”等概时，判决电平应为A/2，判决准则为误码率可用下式计算Pe=P(0)P(1/0)+P(1)P(0/1)由图7.17得到P(1/0)=P(0/1)本讲稿第四十五页，共五十三页注：注：互补误差函数本讲稿第四十六页，共五十三页若为双极性信号时，送到判决器的取样值为发“0”码时取样值的概率密度为本讲稿第四十七页，共五十三页双极性信号时，判决电平为0，判决准则为可推出可推出本讲稿第四十八页，共五十三页图7.18 双极性时取样值概率密度函数分布图本讲稿第四十九页，共五十三页7.6 眼图眼图人们通常是通过“眼图眼图”来估计码间干扰的大小及噪声的影响，衡量基带传输系统的优劣。图7.19 眼图形成示意图本讲稿第五十页，共五十三页图7.20 示波器上眼图的形成示意图本讲稿第五十一页，共五十三页图7.21 眼图模型本讲稿第五十二页，共五十三页作业：P181182 2，5，6小结：（1）掌握HDB3码的编码、译码规则；（2）无码间干扰传输系统的速率及判别方法；（3）无码间干扰时噪声的影响；（4）眼图的形成。本讲稿第五十三页，共五十三页