通信原理zxm课程学习.pptx

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1、会计学1通信通信(tng xn)原理原理zxm第一页，共115页。2基带数字信号传输码型基带数字信号传输码型基带数字信号传输码型基带数字信号传输码型基带数字信号频率特性基带数字信号频率特性基带数字信号频率特性基带数字信号频率特性奈奎斯特第一准则奈奎斯特第一准则奈奎斯特第一准则奈奎斯特第一准则部分响应系统（奈奎斯特第二准则）部分响应系统（奈奎斯特第二准则）部分响应系统（奈奎斯特第二准则）部分响应系统（奈奎斯特第二准则）基带传输系统抗噪声基带传输系统抗噪声基带传输系统抗噪声基带传输系统抗噪声(zoshng)(zoshng)(zoshng)(zoshng)性能分析性能分析性能分析性能分析眼图的概念眼

2、图的概念眼图的概念眼图的概念均衡原理均衡原理均衡原理均衡原理知识要点知识要点第1页/共115页第二页，共115页。36.1 6.1 引言引言(ynyn)(ynyn)什么是基带数字信号？什么是基带数字信号？未未经经调调制制的的数数字字信信号号，它它所所占占据据的的频频谱谱通通常常是是从从零零频频或或很很低频率开始低频率开始(kish)的。的。什么是基带传输系统？什么是基带传输系统？信信号号不不经经过过载载波波调调制制和和解解调调而直接进行传输而直接进行传输 着重解决：着重解决：怎怎样样设设计计系系统统的的传传输输特特性性以以实实现基带数字信号的成功传输。现基带数字信号的成功传输。第2页/共115

3、页第三页，共115页。4数字信号传输时为什么需要不同的表示数字信号传输时为什么需要不同的表示方法方法(fngf)？为了去除直流分量和频率很低的分量为了去除直流分量和频率很低的分量 为了在接收端得到每个码元的起止时刻为了在接收端得到每个码元的起止时刻信息；信息；为了使信号的频谱与信道的传输特性相为了使信号的频谱与信道的传输特性相匹配匹配 结论结论 由消息转换而来的数字信号一般都由消息转换而来的数字信号一般都不适合信道传输，通常在传输前还要以不适合信道传输，通常在传输前还要以上述为目的进行处理。上述为目的进行处理。第3页/共115页第四页，共115页。5 对于传输码型，有如下一些要求：对于传输码型

4、，有如下一些要求：无直流分量和只有很小的低频分量；无直流分量和只有很小的低频分量；含有码元的定时信息；含有码元的定时信息；传输效率高；传输效率高；最好有一定的检错能力；最好有一定的检错能力；适用适用(shyng)于各种信源，即要求以上于各种信源，即要求以上性能和信源的统计特性无关性能和信源的统计特性无关6.2 6.2 基带传输基带传输(chun sh)(chun sh)的常用的常用码型码型 第4页/共115页第五页，共115页。6pp单极性不归零（NRZ）波形 pp 二进制符号“1”、“0”分别对应正电平和零电平，或反之。在整个码元持续时间内，信号取值不变。易于用TTL、CMOS电路产生；缺点

5、是有直流分量，要求传输线路具有直流传输能力，因而(yn r)不适应有交流耦合的远距离传输，只适用于计算机内部或极近距离的传输。基带数字信号的波形基带数字信号的波形基带数字信号的波形基带数字信号的波形(b(b xn)xn)第5页/共115页第六页，共115页。7pp双极性不归零（双极性不归零（BPNRZBPNRZ）波形）波形pp “1”“1”、“0”“0”分别对应正、负电平，或分别对应正、负电平，或反之。在整个码元持续时间内，信号取值不变。当反之。在整个码元持续时间内，信号取值不变。当“1”“1”和和“0”“0”等概率出现时无直流分量，有利于在信等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，并且在

6、接收端恢复信号的判决电平为零值，道中传输，并且在接收端恢复信号的判决电平为零值，因而不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。因而不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。pp单极性归零（单极性归零（RZRZ）波形）波形 pp 信号电压在一个码元终止前总要回信号电压在一个码元终止前总要回到零电平。通常，归零波形使用半占空码，即占空比到零电平。通常，归零波形使用半占空码，即占空比为为50%50%。从单极性。从单极性RZRZ波形可以直接提取定时波形可以直接提取定时(dn(dn sh)sh)信息。信息。第6页/共115页第七页，共115页。8pp双极性归零（BPRZ）波形pp 兼有双极性和归零波形的

7、特点。使得接收端很容易识别出每个码元的起止(q zh)时刻，便于同步。pp多电平波形：pp 可以提高频带利用率。图中给出了一个四电平波形。第7页/共115页第八页，共115页。90 1 0 1 1 0 0 0 1-V0+V+V+V0+V-V0(a)(b)(c)(d)(e)-V多电平波形0+V+3V-3V(a)单极性波形 (b)双极性波形 (c)单极性归零波形 (d)双极性归零波形基带信号(xnho)的基本波形第8页/共115页第九页，共115页。10基带传输码型基带传输码型基带传输码型基带传输码型pp差分码pp 把信息符号“0”和“1”反映在相邻码元电平的相对变化(binhu)上。它也称相对码

8、。用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响。pp交替极性码（AMI）pp 又称传号交替反转码。“0”码仍与零电平对应，“1”码对应极性交替的正、负电平。这种码型把二进制脉冲序列变为三电平的符号序列，故称伪三元序列。优点：没有直流分量。第9页/共115页第十页，共115页。11pp三阶高密度双极性码（三阶高密度双极性码（HDB3HDB3）pp编码规则：编码规则：pp （1 1）将消息码变换成）将消息码变换成AMIAMI码，码，pp （2 2）检查）检查AMIAMI码中连码中连“0”“0”的情况：的情况：pp当没有发现当没有发现4 4个以上（包括个以上（包括4 4个）连个）连“0”“0”时，则

9、不时，则不作改变，作改变，AMIAMI码就是码就是HDB3HDB3码。码。pp当发现当发现4 4个或个或4 4个以上连个以上连“0”“0”的码元串时，就将第的码元串时，就将第4 4个个“0”“0”变成与其前一个非变成与其前一个非“0”“0”码元（码元（“1”1”或或“1”1”）同极性的码元。）同极性的码元。pp将这个码元称为将这个码元称为(chn wi)“(chn wi)“破坏码元破坏码元”，并用，并用符号符号“V”“V”表示，即用表示，即用“+V”“+V”表示表示“1”1”，用，用“V”V”表示表示“1”1”。第10页/共115页第十一页，共115页。12l l为了保证相邻为了保证相邻“V”

10、“V”的符号也是极性交替：的符号也是极性交替：l l *当相邻当相邻“V”“V”之间有奇数个非之间有奇数个非“0”“0”码元时，码元时，这是能这是能l l 够保证的。够保证的。l l *当相邻当相邻“V”“V”之间有偶数个非之间有偶数个非“0”“0”码元时，不码元时，不符合符合l l 此此“极性交替极性交替”要求。这时，需将这个连要求。这时，需将这个连“0”“0”码元码元l l 串的第串的第1 1个个“0”“0”变成变成“B”B”或或“B”B”。B B的符的符号与前号与前l l 一个非一个非“0”“0”码元的符号相反；并且让后面的非码元的符号相反；并且让后面的非“0”“0”l l 码元符号从码

11、元符号从V V码元开始码元开始(kish)(kish)再交替变化。再交替变化。第11页/共115页第十二页，共115页。13【例【例【例【例5-15-1】：消息消息消息消息(xio xi)(xio xi)码码码码:1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1:1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1AMIAMI码码码码:V+-1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 -1 +1:V+-1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 -1 +1HDB3HDB3码码码码:V+-1 0 0 0

12、-V +1 0 0 0 +V -1 +1 -B 0 0 -V +1 -1:V+-1 0 0 0 -V +1 0 0 0 +V -1 +1 -B 0 0 -V +1 -1 -1 0 0 0 -1 +1 0 0 0 +1 -1 +1 -1 0 0 -1 +1 -1 -1 0 0 0 -1 +1 0 0 0 +1 -1 +1 -1 0 0 -1 +1 -1译译译译 码：码：码：码：-1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 +1 -1 -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 +1 -1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0

13、 0 0 1 1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1第12页/共115页第十三页，共115页。14uu另一编码规则：另一编码规则：uu dk dk dk dk：将：将dkdk中的连四零变换为特殊序列中的连四零变换为特殊序列000V000V或或100V100V。uu 选择原则：相邻选择原则：相邻(xin(xin ln)ln)两个特殊序列之间两个特殊序列之间有偶数个有偶数个1 1uu 时，后一个特殊序列采用时，后一个特殊序列采用100V100V，否则用，否则用000V,000V,uu 以保证以保证HDB3HDB3码的均值为零。码的均值为零。uu dk HDB3

14、dk HDB3：对：对dkdk序列的序列的“1”“1”交替地变换为交替地变换为“+1”“+1”与与“-“-1”1”，V Vuu 破坏极性交替规律。破坏极性交替规律。uu【例【例5-25-2】uu消息码消息码dk:1 1 0 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0dk:1 1 0 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0uu dk:(V-)1 1 0 1 1 1 0 0 V 0 1 0 0 0 V 1 0 0 V dk:(V-)1 1 0 1 1 1 0 0 V 0 1 0 0 0 V 1 0 0 VuuHDB3HDB3码码:+1-1 0+1-1 +

15、1 0 0+1 0 -1 0 0 0-1 +1 0 0 +1:+1-1 0+1-1 +1 0 0+1 0 -1 0 0 0-1 +1 0 0 +1第13页/共115页第十四页，共115页。15uu译码：译码：uu发现相连的两个同符号的发现相连的两个同符号的“1”“1”时，后面时，后面的的“1”“1”及其前面的及其前面的3 3个符号都译为个符号都译为“0”“0”。uu然后，将然后，将“+1”“+1”和和“-1”“-1”都译为都译为“1”“1”，其，其它为它为“0”“0”。uu 优点：优点：uu 除了具有除了具有AMIAMI码的优点外，还可以使连码的优点外，还可以使连“0”“0”码元串中码元串中“

16、0”“0”的数目不多于的数目不多于3 3个，个，而且与信源的统计特性而且与信源的统计特性(txng)(txng)无关。无关。第14页/共115页第十五页，共115页。16pp传号反转码（CMI）pp 编码(bin m)规则：消息码“1”交替用“11”和“00”表示；pp 消息码“0”用“01”表示。pp特点：CMI码易于实现，含有丰富的定时信息。此pp 外，由于10为禁用码组，不会出现3个以上的pp 连码，这个规律可用来宏观检错。消息(xio xi)码：1 0 1 1 0 0 0 10CMI码：第15页/共115页第十六页，共115页。17 二进制随机二进制随机(su j)信号序列的功率谱信号

17、序列的功率谱密度密度 设信号中设信号中“0”和和“1”的波形分别为的波形分别为g1(t)和和g2(t)，码元宽带为，码元宽带为Ts。6.36.3基带信号基带信号(xnho)(xnho)的频谱特的频谱特性性(b)g2(t)波形g2(t)0g1(t-nT)g2t-(n+1)T 0 0 1 0 1Tts(t)(c)s(t)波形(a)g1(t)波形0g1(t)第16页/共115页第十七页，共115页。18假设随机信号序列是一个(y)平稳随机过程，其中“0”和“1”的出现概率分别为P和(1P)，而且它们的出现是统计独立的 则有：其截短函数(hnsh)：式中，其功率(gngl)谱密度：式中，为截取的一段信

18、号的持续时间，N是一个足够大的整数。第17页/共115页第十八页，共115页。19因此(ync)若求出了截短信号sT(t)的频谱密度(md)ST(f)，利用上式就能计算出信号的功率谱密度(md)Ps(f)。把sT(t)分解成稳态波vT(t)和交变波uT(t)之和，即稳态波vT(t)，即随机序列s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现(chxin)g1(t)和g2(t)的概率加权平均，可表示成第18页/共115页第十九页，共115页。20交变(jio bin)波uT(t)是sT(t)与vT(t)之差，即式中，或写成其中(qzhng)显然(xinrn)，uT(t)是一个随机脉冲序列。第19页

19、/共115页第二十页，共115页。21pp求稳态波求稳态波v(t)v(t)的功率的功率(gngl)(gngl)谱密度谱密度Pv(f)Pv(f)当T ，即N ，有 vT(t)v(t)，所以因为v(t)是以Ts为周期(zhuq)的周期(zhuq)信号，可以展成傅里叶级数式中第20页/共115页第二十一页，共115页。22 由于由于 只存在只存在(cnzi)(cnzi)于于-Ts/2-Ts/2，Ts/2Ts/2范围范围内，所以上式的积分限可以改为从内，所以上式的积分限可以改为从-到到 ，因此，因此令 有其中(qzhng)第21页/共115页第二十二页，共115页。23于是，根据周期信号的功率(gng

20、l)谱密度与傅里叶系数的关系式得到稳态波v(t)的双边功率(gngl)谱密度为是离散谱pp 求交变求交变(jio bin)(jio bin)波波u(t)u(t)的功率谱的功率谱密度密度Pu(f)Pu(f)设：则：第22页/共115页第二十三页，共115页。24式中：第23页/共115页第二十四页，共115页。25统计(tngj)平均为：m=n时：m n时：第24页/共115页第二十五页，共115页。26所以(suy)交变波u(t)的双边功率谱密度为是连续谱，且与g1(t)、g2(t)的频谱及出现(chxin)的概率有关。第25页/共115页第二十六页，共115页。27p求求s(t)s(t)的功

21、率的功率(gngl)(gngl)谱密度谱密度Ps(f)Ps(f)由于s(t)=u(t)+v(t)，所以二进制随机脉冲信号序列(xli)的双边功率谱密度为如果(rgu)写成单边的，则有第26页/共115页第二十七页，共115页。28上式中：fs=1/T 码元速率；T 码元宽度（持续时间）；G1(f)和G2(f)分别是g1(t)和g2(t)的傅里叶变换p讨论：讨论：p二进制随机脉冲序列的功率二进制随机脉冲序列的功率(gngl)谱谱Ps(f)可能包可能包含连续谱（第一项）和离散谱（第二项）；含连续谱（第一项）和离散谱（第二项）；p连续谱总是存在的，这是因为代表数据信息的连续谱总是存在的，这是因为代表

22、数据信息的g1(t)和和g2(t)波形不能完全相同，故有波形不能完全相同，故有G1(f)G2(f)。谱的。谱的形状取决于形状取决于g1(t)和和g2(t)的频谱以及出现的概率的频谱以及出现的概率P。根。根据连续谱可以确定随机序列的带宽；据连续谱可以确定随机序列的带宽；第27页/共115页第二十八页，共115页。29uu离散谱是否存在，取决于离散谱是否存在，取决于g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)的波形及其出现的概的波形及其出现的概率率P P。一般。一般(ybn)(ybn)情况下，它也总是存在的，但对于双情况下，它也总是存在的，但对于双极性信号极性信号 g1(t)=-g2(t)=g(t

23、)g1(t)=-g2(t)=g(t)，且概率，且概率P=1/2P=1/2（等概）时，（等概）时，则没有离散分量则没有离散分量(f-mfs)(f-mfs)。根据离散谱可以确定随机序。根据离散谱可以确定随机序列是否有直流分量和定时分量；列是否有直流分量和定时分量；uu直流成分不一定存在。直流成分不一定存在。第28页/共115页第二十九页，共115页。30【例【例5-3】求单极性（】求单极性（1）NRZ和（和（2）RZ矩形脉冲序列矩形脉冲序列(xli)的功率谱。的功率谱。【解】对于单极性波形：设【解】对于单极性波形：设g1(t)=0，g2(t)=g(t)，将其代入下式：，将其代入下式：可得到由其构成

24、的随机(su j)脉冲序列的双边功率谱密度为：当P=1/2时，上式简化(jinhu)为第29页/共115页第三十页，共115页。31当 f=mfs时：若m=0，G(0)=ATs Sa(0)0，故频谱Ps(f)中有直流分量(fn ling)。若m 0，频谱Ps(f)中离散谱为零，因而无定时分量(fn ling)。At0（1）若表示(biosh)“1”码的波形g2(t)=g(t)为不归零(NRZ)矩形脉冲，即其频谱函数(hnsh)为第30页/共115页第三十一页，共115页。32 单极性NRZ矩形脉冲序列(xli)的双边功率谱为：当 f=mfs 时：若m=0，G(0)=ATSa(0)/2 0，故功

25、率(gngl)谱 Ps(f)中有直流 分量。（2）若表示“1”码的波形g2(t)=g(t)为半占空归零矩形脉冲，即脉冲宽度(kund)=T/2 时，其频谱函数为第31页/共115页第三十二页，共115页。33此时无离散谱。单极性RZ矩形脉冲序列(xli)的双边功率谱为：u若m为奇数(j sh)：此时(c sh)有离散谱，也有定时分量（m=1时）u若m为偶数：第32页/共115页第三十三页，共115页。34uu单极性信号的功率谱密度分别单极性信号的功率谱密度分别(fnbi)(fnbi)如下图中的实线和虚线所示如下图中的实线和虚线所示第33页/共115页第三十四页，共115页。35【例【例5-4】

26、求双极性（】求双极性（1）NRZ和（和（2）RZ矩形脉冲序列矩形脉冲序列(xli)的功率谱。的功率谱。【解】对于双极性波形：设【解】对于双极性波形：设g1(t)=-g2(t)=g(t)，则由下式：，则由下式：可得当P=1/2时，上式变为:第34页/共115页第三十五页，共115页。36（1）若g(t)是高度(god)为A的NRZ矩形脉冲:则双极性NRZ矩形脉冲序列的双边(shungbin)功率谱为：（2）若g(t)是高度(god)为A的半占空RZ矩形脉冲:则双极性RZ矩形脉冲序列的双边功率谱为：第35页/共115页第三十六页，共115页。37u双极性信号(xnho)的功率谱密度曲线如下图中的实

27、线和虚线所示：第36页/共115页第三十七页，共115页。38pp从以上两例可以看出：从以上两例可以看出：pp二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数波形的频谱函数G1(f)G1(f)和和G2(f)G2(f)。时间波形的。时间波形的占空比越小，占用频带越宽。若以谱的第占空比越小，占用频带越宽。若以谱的第1 1个零点计算个零点计算(j sun)(j sun)，NRZ(NRZ(=T)=T)基带信号基带信号的带宽为的带宽为BS=1/BS=1/=fc =fc；RZ(RZ(=T/2)=T/2)基带基带信号的带宽为信号的带宽为BS=1/BS=1/=2fc =2

28、fc。其中。其中fc =1/Tfc =1/T，是位定时信号的频率，它在数值上与码元，是位定时信号的频率，它在数值上与码元速率速率RBRB相等。相等。pp单极性基带信号是否存在离散线谱取决于单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比。单极性矩形脉冲的占空比。单极性NRZNRZ信号中没有信号中没有定时分量，若想获取定时分量，要进行波形定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换；单极性变换；单极性RZRZ信号中含有定时分量，可信号中含有定时分量，可以直接提取它。以直接提取它。“0”“0”、“1”“1”等概的双极性等概的双极性信号没有离散谱，也就是说没有直流分量和信号没有离散谱，也就是说没有

29、直流分量和定时分量。定时分量。第37页/共115页第三十八页，共115页。396.4 无码间干扰的基带传输无码间干扰的基带传输(chun sh)基带传输基带传输(chun sh)模型模型基带传输(chun sh)模型HT()HC()HR()图6.4.1 基带传输模型r(t)n(t)发送滤波器信道接收滤波器抽样判决基带信号输出anan位定时第38页/共115页第三十九页，共115页。40pp发送滤波器：限制输入信号频带，把传输码变换成适宜发送滤波器：限制输入信号频带，把传输码变换成适宜于信道传输的基带信号波形。于信道传输的基带信号波形。pp信道：信道的传输特性一般不满足无失真传输条件，因信道：信

30、道的传输特性一般不满足无失真传输条件，因此会引起传输波形的失真。另外信道还会引入噪声此会引起传输波形的失真。另外信道还会引入噪声n(t)n(t)，并假设它是均值为零的高斯并假设它是均值为零的高斯(o s)o s)白噪声。白噪声。pp接收滤波器：接收滤波器：它用来接收信号，滤除信道噪声和其他干它用来接收信号，滤除信道噪声和其他干扰，对信道特性进行均衡，使输出的基带波形有利于抽扰，对信道特性进行均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。样判决。pp抽样判决器：对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，抽样判决器：对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。以恢复或再生基带信号。第39页/共11

31、5页第四十页，共115页。41输入信号 码型变换后 传输的波形 信道输出 接收滤波输出 位定时脉冲恢复的信息 错误码元 基带系统(xtng)的各点波形示意图第40页/共115页第四十一页，共115页。42 基带接收信号基带接收信号(xnho)(xnho)的定性分的定性分析析pp输入输入(shr)(shr)基基带信号带信号p接收滤波器输出信号二进制时，an取值0、1或-1、+1其中(qzhng)，n0(t)是信道加性噪声通过接收滤波器后的输出噪声；、分别为发送滤波器、信道、接收滤波器的传输特性。、第41页/共115页第四十二页，共115页。43u上式中第一项 是第k个接收码元波形(b xn)的抽

32、样值，它是确定信息ak的依据；u第二项（项）是除第k个码元以外的其它码元波形(b xn)在第k个抽样时刻上的总和（代数和），它对当前码元ak的判决起着干扰的作用，所以称之为码间串扰值；p抽样(chu yn)判决抽样判决器在t=kTs+t0 时刻上对r(t)进行抽样，以确定(qudng)第k个码元 ak 的取值。所以第42页/共115页第四十三页，共115页。44uu第三项第三项n0(kTS+t0)n0(kTS+t0)是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，也会影响也会影响(y(y ngxingxi ng)ng)对第对第k k个码元的正确判决。个码

33、元的正确判决。结论 实际抽样值不仅有本码元的值，还有码间串扰值及噪声(zoshng)。为了使基带脉冲传输获得足够小的误码率，必须最大限度地减小码间干扰和随机噪声(zoshng)的影响。这也是研究基带传输系统的基本出发点。第43页/共115页第四十四页，共115页。45无码间干扰的基带传输无码间干扰的基带传输(chun(chun sh)sh)特性特性产生码间串扰的原因：产生码间串扰的原因：系统传输系统传输(chun sh)(chun sh)总特性不理想，导致前后码元总特性不理想，导致前后码元的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前码元的判决

34、造成干扰。如下图所示：码元的判决造成干扰。如下图所示：第44页/共115页第四十五页，共115页。46数字数字(shz)(shz)基带系统传输特性基带系统传输特性HT()HC()HR()图6.4.1 基带传输模型r(t)n(t)发送滤波器信道接收滤波器抽样判决基带信号输出anan位定时输入基带信号系统传输特性系统输出信号基带系统传输特性H()该具有怎样的特性？基带系统的冲激响应h(t)该满足怎样的条件？才能消除码间干扰，下面将进行(jnxng)分析。第45页/共115页第四十六页，共115页。47消除码间串扰的基本思想消除码间串扰的基本思想由上式可知，若想消除码间串扰，由上式可知，若想消除码间

35、串扰，应使应使由于由于an是随机的，要想通过各项是随机的，要想通过各项相互抵消相互抵消(dxio)使码间串扰为使码间串扰为0是不行的，这就需要对是不行的，这就需要对h(t)的波形的波形提出要求。提出要求。第46页/共115页第四十七页，共115页。48在上式中，若让h(k-n)Ts+t0 在Ts+t0、2Ts+t0等后面码元抽样判决(pnju)时刻上正好为0，就能消除码间串扰，如下图所示：这就是消除(xioch)码间串扰的基本思想第47页/共115页第四十八页，共115页。49 无码间串扰的条件无码间串扰的条件时域条件时域条件 如上所述，只要基带传输系统的冲激响如上所述，只要基带传输系统的冲激

36、响应波形应波形h(t)h(t)仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并在其他码元的抽样时刻上均为在其他码元的抽样时刻上均为0 0，则可消除码间串，则可消除码间串扰。也就是说，若对扰。也就是说，若对h(t)h(t)在时刻在时刻t=kTst=kTs（这里假设（这里假设信道和接收滤波器所造成信道和接收滤波器所造成(zo chn(zo chn)的延迟的延迟t0=0t0=0）抽样，则应有下式成立抽样，则应有下式成立上式称为无码间串扰的时域条件。上式称为无码间串扰的时域条件。上式说明，若上式说明，若h(t)h(t)的抽样值除了在的抽样值除了在t=0t=0时不为时不为零外，在其他

37、所有抽样点上均为零，就不存在码间零外，在其他所有抽样点上均为零，就不存在码间串扰。串扰。（6.4-7)第48页/共115页第四十九页，共115页。50pp频域条件频域条件pp根据根据h(t)h(t)和和H(H()之间存在的傅里叶变换关系：之间存在的傅里叶变换关系：pp在在t=kTst=kTs时，有时，有pp把上式的积分区间把上式的积分区间(q jin)(q jin)用分段积分求和代替，每段长为用分段积分求和代替，每段长为2 2/Ts/Ts，则上式可写成，则上式可写成第49页/共115页第五十页，共115页。51将上式作变量代换：令将上式作变量代换：令则有则有d d =d=d,=+2i+2i/T

38、s/Ts。且当。且当 =(2i=(2i1)1)/Ts/Ts时，时，=/Ts/Ts，于是，于是当上式右边一致收敛时，求和与积分当上式右边一致收敛时，求和与积分(jfn)(jfn)的的次序可以互换，于是有次序可以互换，于是有第50页/共115页第五十一页，共115页。52由傅里叶级数可知，若由傅里叶级数可知，若F(F()是周期为是周期为2 2/Ts/Ts的频率函数，则可用指数型傅里叶级数表示的频率函数，则可用指数型傅里叶级数表示(bi(bi osh)osh)将上式与上面的将上式与上面的h(kTs)h(kTs)式对照，式对照，h(kTs)h(kTs)是指数型傅里叶级数的系数，即有是指数型傅里叶级数的

39、系数，即有 比较当 时第51页/共115页第五十二页，共115页。53将无码间串扰的时域条件代入上式，我们得到无码将无码间串扰的时域条件代入上式，我们得到无码间串扰时的基带传输特性间串扰时的基带传输特性(txng)(txng)应应满足满足或写成或写成上条件称为奈奎斯特上条件称为奈奎斯特(Nyquist)(Nyquist)第一准则。第一准则。基带系统的总特性基带系统的总特性(txng)H(txng)H()凡是能符合此要求凡是能符合此要求的，均能消除码间串扰。的，均能消除码间串扰。无码间串扰的频域特性(txng)(6.4-15)第52页/共115页第五十三页，共115页。54pp无码间串扰的频域条

40、件的物理意义无码间串扰的频域条件的物理意义pp将将H(H()在在 轴上以轴上以2 2/Ts/Ts为间隔切开，然后分段沿为间隔切开，然后分段沿轴平移到轴平移到(-(-/Ts,/Ts,/Ts)/Ts)区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是数（不必一定是Ts Ts）。）。pp这一过程可以归述为：一个这一过程可以归述为：一个(y(y )实际的实际的H(H()特性若能等效成特性若能等效成一个一个(y(y )理想（矩形）低通滤波器，则可实现无码间串扰。理想（矩形）低通滤波器，则可实现无码间串扰。第53页/共115页第五十四页，共115页。55n n例

41、：例：第54页/共115页第五十五页，共115页。56无码间串扰的传输特性的设计无码间串扰的传输特性的设计 满足奈奎斯特第一准则满足奈奎斯特第一准则(zhnz)的传输特性形式并不是唯一的传输特性形式并不是唯一的。如何设计或选择满足此准则的。如何设计或选择满足此准则(zhnz)的的H()是我们接下来要讨是我们接下来要讨论的问题。论的问题。理想低通特性理想低通特性满足奈奎斯特第一准则满足奈奎斯特第一准则(zhnz)的的H()有很多种，容易想到的一种极有很多种，容易想到的一种极限情况，就是限情况，就是H()为理想低通型，为理想低通型，即即第55页/共115页第五十六页，共115页。57 它的冲激响应

42、为它的冲激响应为 由图可见，由图可见，h(t)h(t)在在t=t=kTs(k kTs(k 0)0)时有周期性零点，当发送序列时有周期性零点，当发送序列的时间间隔为的时间间隔为TsTs时，正好时，正好(zhngh(zhngh o)o)巧妙地利用了这些零点。只巧妙地利用了这些零点。只要接收端在要接收端在t=kTst=kTs时间点上抽样，就能实现无码间串扰。时间点上抽样，就能实现无码间串扰。第56页/共115页第五十七页，共115页。58 对于带宽为对于带宽为 的理想的理想(l(l xi xi ng)ng)低通传输特性有：低通传输特性有：若输入数据以若输入数据以RB=1/TsRB=1/Ts波特的速率

43、进行传输，则在抽样时刻上不存在码波特的速率进行传输，则在抽样时刻上不存在码间串扰。间串扰。若以高于若以高于1/Ts1/Ts波特的码元速率传送时，将存在码间串扰。通常将此带宽波特的码元速率传送时，将存在码间串扰。通常将此带宽B B称为奈奎斯特带宽，将称为奈奎斯特带宽，将RBRB称为奈奎斯特速率。称为奈奎斯特速率。此基带系统所能提供的最此基带系统所能提供的最高频带利用率为高频带利用率为 但是，这种特性在物理上是无法实现的；并且但是，这种特性在物理上是无法实现的；并且h(t)h(t)的振荡衰减慢，使之对的振荡衰减慢，使之对定时精度要求很高。故不能实用。定时精度要求很高。故不能实用。第57页/共115

44、页第五十八页，共115页。59pp余弦滚降特性余弦滚降特性余弦滚降特性余弦滚降特性 pp为了为了为了为了(wi le)(wi le)解决理想低通特性存在的问题，可以使理想低通解决理想低通特性存在的问题，可以使理想低通解决理想低通特性存在的问题，可以使理想低通解决理想低通特性存在的问题，可以使理想低通滤波器特性的边沿缓慢下降，这称为滤波器特性的边沿缓慢下降，这称为滤波器特性的边沿缓慢下降，这称为滤波器特性的边沿缓慢下降，这称为“滚降滚降滚降滚降”。pp一种常用的滚降特性是余弦滚降特性，如下图所示：一种常用的滚降特性是余弦滚降特性，如下图所示：一种常用的滚降特性是余弦滚降特性，如下图所示：一种常用

45、的滚降特性是余弦滚降特性，如下图所示：pp只要只要只要只要H(H()在滚降段中心频率处（与奈奎斯特带宽相对应）呈在滚降段中心频率处（与奈奎斯特带宽相对应）呈在滚降段中心频率处（与奈奎斯特带宽相对应）呈在滚降段中心频率处（与奈奎斯特带宽相对应）呈奇对称的振幅特性，就必然可以满足奈奎斯特第一准则，从奇对称的振幅特性，就必然可以满足奈奎斯特第一准则，从奇对称的振幅特性，就必然可以满足奈奎斯特第一准则，从奇对称的振幅特性，就必然可以满足奈奎斯特第一准则，从而实现无码间串扰传输。而实现无码间串扰传输。而实现无码间串扰传输。而实现无码间串扰传输。奇对称的余弦滚降特性第58页/共115页第五十九页，共115

46、页。60uu 余弦特性滚降特性的传输函数可表示为余弦特性滚降特性的传输函数可表示为余弦特性滚降特性的传输函数可表示为余弦特性滚降特性的传输函数可表示为 uu相应相应相应相应(xingyng)(xingyng)的的的的h(t)h(t)为为为为 uu式中，式中，式中，式中，为滚降系数（为滚降系数（为滚降系数（为滚降系数（0 01 1），用于描述滚降程度。它定义为），用于描述滚降程度。它定义为），用于描述滚降程度。它定义为），用于描述滚降程度。它定义为(6.4-18)(6.4-19)第59页/共115页第六十页，共115页。61 其中，其中，fN fN 奈奎斯特带宽，奈奎斯特带宽，f f 超出奈奎斯

47、特带宽的扩展量超出奈奎斯特带宽的扩展量 几种滚降特性和冲激响应曲线几种滚降特性和冲激响应曲线(qxin)(qxin)滚降系数滚降系数越大，越大，h(t)h(t)的拖尾衰减越快的拖尾衰减越快滚降使带宽增大为滚降使带宽增大为 余弦滚降系统的最高频带利用率为余弦滚降系统的最高频带利用率为 fN2fN12fN-12fN14fN-14fN第60页/共115页第六十一页，共115页。62n n当当=0=0时，即为前面所述的理想低通系时，即为前面所述的理想低通系统；统；n n当当=1=1时，即为升余弦时，即为升余弦(yxin)(yxin)频谱特性，频谱特性，这时这时H(H()可表示为可表示为n n其单位冲激

48、响应为其单位冲激响应为n n fN2fN12fN-12fN14fN-14fN第61页/共115页第六十二页，共115页。63由上式可知，由上式可知，1 1的升余弦滚降特性的的升余弦滚降特性的h(t)h(t)满足抽样满足抽样(chu yn(chu yn)值上无串值上无串扰的传输条件，且各抽样扰的传输条件，且各抽样(chu yn(chu yn)值之间又增加了一个零点，而且值之间又增加了一个零点，而且它的尾部衰减较快它的尾部衰减较快(与与t2 t2 成反比成反比)，这有利于减小码间串扰和位定时误，这有利于减小码间串扰和位定时误差的影响。但这种系统所占频带最宽，是理想低通系统的差的影响。但这种系统所占

49、频带最宽，是理想低通系统的2 2倍，因而频倍，因而频带利用率为带利用率为1 1波特波特/赫，是二进制基带系统最高利用率的一半。赫，是二进制基带系统最高利用率的一半。应当指出，在以上讨论中并没有涉及应当指出，在以上讨论中并没有涉及H(H()的相移特性。实际上它的相移的相移特性。实际上它的相移特性一般不为零，故需要加以考虑。然而，在推导奈奎斯特第一准则特性一般不为零，故需要加以考虑。然而，在推导奈奎斯特第一准则公式的过程中，我们并没有指定公式的过程中，我们并没有指定H(H()是实函数，所以，该公式对于一是实函数，所以，该公式对于一般特性的般特性的H(H()均适用。均适用。第62页/共115页第六十

50、三页，共115页。【例例例例5-55-5】第63页/共115页第六十四页，共115页。65 6.5 6.5 部分部分部分部分(b fen)(b fen)响应系统响应系统响应系统响应系统uu为什么要采用部分响应系统？为什么要采用部分响应系统？uu符合奈奎斯第一准则的基带传输系统中，理想低通特性符合奈奎斯第一准则的基带传输系统中，理想低通特性虽然具有最大频带利用率，但冲激响应的收敛速度慢，虽然具有最大频带利用率，但冲激响应的收敛速度慢，而且物理上也不可实现；频率滚降特性的系统克服了这而且物理上也不可实现；频率滚降特性的系统克服了这两个两个(li(li n n )缺点，但是降低了频带利用率。缺点，但