iw1710规格书中文版.pdf

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1、i iw w1 17 71 10 0 规规格格书书中中文文版版-CAL-FENGHAI.-(YICAI)-Company One1IW1710IW1710 机翻中文版机翻中文版IW1710IW1710数字数字 PWMPWM 电流模式控制器，应用准谐工作模式电流模式控制器，应用准谐工作模式产品特点产品特点原边反馈简化了设计，并去除了光耦准谐振模式，提高的整体效率EZ-EMI 设计，轻松满足全球 EMI 标准高达 130 kHz 的开关频率，适用于小尺寸变压器极为严格的输出电压调节无需外部补偿元件符合 CEC/EPA 空载功耗和平均效率规定内置输出恒流控制与初级侧反馈低启动电流（典型值 10A）内

2、置软启动内置短路保护和输出过压保护可选的 AC 线路欠压/过电压保护轻负载时工作在 PFM 模式电流检测电阻短路保护过温保护说明说明2iW1710 是一款高性能的 AC/DC 电源控制器，它采用数字控制技术，打造峰值电流 PWM 模式反激式电源。iW1700 工作在准谐振模式，在重负载提供高效率，以及一些关键的内置保护功能，同时最大限度地减少了外部元件数量，简化了 EMI 设计，降低材料成本的总费用。iW1710 不再需要次级反馈电路，同时实现出色的线性和负载调节。它在去除了环路补偿元件的同时保证稳定的工作。脉冲波形分析使环路响应是比传统的解决方案快得多，从而提高了动态负载响应。内置电流限制功

3、能可优化变压器设计，通用的离线应用程序在很宽的输入电压范围。在轻负载时超低的工作电流和和待机功率，保证 iW1710 是新管理标准和平均效率应用的理想选择。应用应用典型应用电路引脚说明引脚说明3引脚12345678名称NCVVSDGNDIOUTPUTV类型-模拟输入模拟输入模拟输入地模拟输入输出电源输入说明悬空脚辅助电压检测（用于初级端调节）输入端电压平均值检测外部关断控制。通过一个电阻连接到地，如不使用见地初级电流检测（用于逐周期峰值电流控制和限制）外部 MOSFET 管栅极驱动。控制逻辑的电源和电压检测的上电复位电路。额定最大值额定最大值参数VCC 直流电压范围（PIN8 V）直流电源电流

4、（PIN8 V）MOSFET 栅极驱动（PIN7 OUTPUT）电压反馈（PIN2 V）输入端电压检测（PIN3 V）SD 输入（PIN4 SD）功耗 T25最高结温工作温度结到环境的热阻防静电等级闩锁测试符号VIPTT数值18201841818526125-651501602000100单位VmAVVVVmW/WVmA4电气特性电气特性VCC=12V-40至 855典型性能特性典型性能特性功能框图功能框图6工作原理工作原理iW1710 采用了专有的初级侧控制技术，去除了光耦反馈和传统设计所需的二次调节电路的数字控制器。使AC/DC 适配器的低成本得以降低。在高负载时 iW1710 采用临界连

5、续导电模式（CDCM）和脉冲宽度调制（PWM）模式，在轻负载时切换到脉冲频率调制（PFM）模式，使功耗降至最低，以满足规范。此外，iWatt 公司的数字化控制技术，实现了快速的动态响应，严格的输出调节，以及初级侧控制，多项保护电路功能。参照图中，基于所述线路电压和输出电压的反馈信号，数字逻辑模块产生的导通和关断的信号控制开关，并以此来动态地控制外部7MOSFET 的电流。系统环路通过数字误差放大器内部补偿。充足系统的相位和增益裕度是由设计保证，且不需要外部模拟组件的环路补偿。iW1710 采用了先进的数字化 控制算法，以减少系统设计时间，提高可靠性。此外，iW1710 能精确控制的次级电流，且

6、无需任何次级侧检测电路。内置的保护功能包括过压保护（OVP），输出短路保护（SCP）和软启动，交流线路欠压保护，过电流保护，和ISENSE 故障保护。如果它检测到它的任何检测引脚被打开或短路也iW1710 自动关闭。iWatt 公司的数字化控制方案，专为满足电源转换设计所面临的挑战和权衡。这项创新技术非常适用于新法规对于节能模式要求的实用设计，如最低的成本，最小的尺寸和性能最高的输出控制。引脚说明引脚说明PIN2 VSENSE从辅助绕组感应信号输入。用于调节次级输出电压的反馈电路。Pin3 VIN通过分压电阻从整流线路获取输入端电压信号，用于输入欠压和过压保护。及在启动时给 IC 供电。Pin

7、4 SD外部关断控制。如果不使用关断控制，该引脚通过一个电阻连接到GND。（详见）8Pin5 GND地Pin6 ISENSE初级电流检测。用于周期峰值电流循环的控制。Pin7 OUTPUTMOSFET 栅极外部开关驱动。Pin8 VCCIC 电源，当电压到 12V 时 IC 启动，低于 6V 时 IC 关机。去耦电容应连接在 VCC和 GND。开机开机在启动之前 VIN引脚可通过 VIN和 VCC之间的二极管给 VCC电容充电（见图）。当 VCC完成充电且电压高于启动阈值时 VCC（ST），激活逻辑控制，打开 VIN的 ENABLE 开关以及数模转换器，检测输入电压。一旦VIN 引脚的电压高于

8、 VINSTLOW，iW1710 启用软启动功能。一种在启动状态的自适应的软启动控制算法。在启动时，初始输出脉冲将从小逐渐变大，直至完全脉冲宽度。峰值电流的限制由电流峰值比较器(IPEAK)逐周期检测控制。如果在任何时间 VCC电压低于 VCC（UVL）阈值，则所有的数字逻辑复位。此时的 VIN 开关关断，使得 VCC电容可以充电,重新达到启动阈9值。了解主反馈了解主反馈图显示了一个简化的反激式转换器。当开关Q1 导通(TON)，能量 Eg（t）被存储在电感 LM中.整流二极管 D1 被反向偏置，电流 IO通过次级电容 CO给负载供电。当 Q1 断开时，D1 导通，存储的能量 Eg（t）传递到

9、输出端。10为了精准地调节输出电压，需要非常精确检测到输出电压和负载电流。在 DCM 模式的反激转换器中，该信息可以通过辅助绕组来获取。在 Q1 导通期间，负载电流由输出滤波电容器 CO供给。假设 Q1两端的电压降为零，LM两端的电压 VG（t）以及 Q1 的电流的上升斜率为：在导通时间结束时，电流上升到：该电流的储能量：11当 Q1 截止，LM中的 IG（T）强制反转所有绕组的极性。忽略在关断的瞬间所造成的漏感 LK，初级电流转移到次级处的峰值幅度：假设次级绕组为主绕组，辅助绕组为副绕组：辅助电压由下式给出：图反映了输出电压。在负载上的电压不同于二极管压降和 IR 损耗的次级电压。二极管压降

10、电流的函数，因为是 IR 损耗。因此，如果次级电压总是读在一个恒定的次级电流，输出电压和次级电压之间的差值将是一个固定的12V。此外，如果电压可以当二次电流较小读取;例如，在辅助波形的拐点（见图），则V 也将是小的。与 iW1710，V 可以忽略。iW1710 实时波形分析器读取辅助回路的周期波形的一部分，产生一个反馈电压 VFB。该 VFB信号精确地表示输出电压，并用于调节输出电压。恒压模式恒压模式经过软启动之后，数字控制模块测量到输出条件。它确定输出功率电平，根据负载调整控制系统。如果这是在正常范围内，器件工作在恒压（CV）模式，并改变脉冲宽度（TON）和关闭时间（TOFF），以满足输出电

11、压调节的要求。根据不同的线路和负载条件，在此模式下的 PWM 开关频率为 30 kHz 和 130 kHz 之间的。如果检测到 VSENSE上的电压小于 V，则判定变压器的辅助绕组可能是开路或短路，iW1710 将关闭。瞬态动态负载瞬态动态负载有三种情况构成在负载瞬态期间的电压下降。VDROP（电缆）电压的下降是由于电流会通过增加的连接器或电缆。影响负载瞬态电压下降的第二成分为 VDROP。VSENSE的信号能够显示输出电压的显着下降。这是由值 Vmin，或检测到负载瞬态的参考电压决定。Vmin 越小这个电压就越小。13请记住，较小的 Vmin 比一个较大的 Vmin 使 VSENSE容易受噪

12、音干扰和失真。在电压的最终压降是由于从当 VSENSE 下降值 V min 出现的下一个VSENSE 的信号时的时间。在最坏的情况下，这是多少电压期间最长的切换期间下降。在这种情况下，较大的输出电容大大减小了VDROP（IC）的。当 iW1710 检测到的输出电压比额定输出电压更高时，就增大开关周期从而降低输出电压。TPERIOD（CLAMP）指的是从高于额定输出电压到检测到 iW1710 切换至额定输出电压的时间。快速的负载变化时，输出电压可能没有及时调整。因此，对于这种情况下，当电源变为从空载到重负载之前输出电压稳定TPERIOD（CLAMP）替代 TPERIOD（PFM 在公式。谐振开关

13、模式谐振开关模式为了降低 MOSFET 的开关损耗和 EMI，IOUT为 50以上时 iW1710 采用谐振开关模式。在谐振开关模式，MOSFET 开关的导通点处于穿过漏极和 MOSFET 的源极谐振电压的最低点（参见图）。开关在VDS 最低时，开关损失将处于最小。14以最低的 VDS 打开 MOSFET 产生最低的 dv/dt，而谐振开关模式也可减少电磁干扰。限制开关频率范围，当开关频率变得过高iW1710可能跳过谷部（见于图的第一个循环）。iW1710 在恒流模式时处于谐振开关模式。因此，在恒流模式时EMI和开关损耗仍然是最小的。这个功能是优于仅在恒压模式期间支持谐振开关模式的其他准谐振技

14、术。对于如充电器等主要工作在CC 模式电源是有益的。恒流模式恒流模式对在恒流模式（CC 模式）在电池充电应用是有用的。在这种模式下，iW1710 将保持输出电流的恒定，而不管输出电压，同时避开了连续传导模式。iW1710 通过主电流检测间接地检测负载电流以保持恒流。初级电流由 ISENSE引脚通过从 MOSFET 的源极接地的电阻器进行检测。15轻载时工作在轻载时工作在 PFMPFM 模式模式负载电流大于 10时 W1710 工作在固定频率的 PWM 模式和断续模式。当负载电流减小时，导通时间 tON也将减小。当负载电流下降到10以下时，控制器转换到脉冲频率调制（PFM）模式。然后，导通时间由

15、线电压进行调制，并在关断时间由负载电流调制。负载电流增大时设备会自动返回到 PWM 模式下的。变频运行变频运行在每个开关周期，都会检测 VSENSE的下降。如果没有检测到 VSENSE的下降沿，关断时间将延长，直到 VSENSE 的下降沿被检测到。允许的最大变压器复位时间为 120 微秒。当变压器复位时间达到最大值复位时，iW1710 立即关闭。16内部回路补偿内部回路补偿iW1710 集成了一个内部数字误差放大器，对外部环路补偿没有要求。在一个典型的电源设计中，环路稳定性有保证，以提供至少45的相位裕量和-20dB 增益裕量。电压保护功能电压保护功能iW1710 包括防止输入欠压（UV）和过

16、压输出功能（OVP）。输入电压是由 VIN 引脚监测，输出电压由 VSENSE 引脚监测。如果在这些引脚上的电压超过各自的欠压或过压阈值的iW1710 立即关闭。然而，IC 仍偏向释放 VCC 电源。一旦 VCC 低于 UVLO 阈值时，控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动，直到故障排除为止。PCL PCL，OCOC 和和 SRSSRS 保护保护峰值电流限制（PCL），过流保护（OCP）和检测电阻短路保护（SRSP）是内置入 iW1710 特征。iW1710 的 ISENSE 引脚能够监视初级峰值电流。逐周期进行峰值电流的控制和限制。当检测到初级峰值电流乘以 ISENSE

17、检测电阻大于 V 时，IC 将立即关闭栅极驱动器，直到下一个周期。在下一周期中输出驱动器将发出转换脉冲，开关脉冲将继续，如果未达到所述 OCP 阈值，开关脉冲将关闭。如果 ISENSE检测电阻短路，没有检测到过电流情况会有潜在的危险。因此，IC 被设计成检测到检测电阻短路后，保护功能立即被启动，17关断开关。将 VCC 的电量释放掉，一旦 VCC 低于 UVLO 阈值时，控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动，但不完全的启动，直到故障被清除。关闭关闭iW1710 关机（SD）引脚提供的保护功能：防止过热（OTP）和额外的过压保护（OVP）。iW1710 会在监测过热故障和过

18、压故障间切换。iW1710SD 引脚连接一电流并流过 NTC 检测电阻，通过检查引脚上的电压以确定过热情况。每周期都对 SD 引脚进行过温保护和过热保护检测，如在图示出SD 引脚连接一个连接到地的电阻 RSD 到芯片内部来进行过电压监测。181010 设计实例设计实例设计流程设计流程本实例给出了 iW1710 反激式转换的设计过程。参见图的应用电路。此适配器的设计目标如表。符合 UL，IEC，和 CEC 的要求。确定设计规格（确定设计规格（Vout,Iout_max,Vin_mVout,Iout_max,Vin_max,Vin_min,line,Ripple specificationax,V

19、in_min,line,Ripple specification 纹波规范）纹波规范）确定产品型号确定产品型号确定确定 RVINRVIN 电阻电阻确定匝数比确定匝数比19确定确定 V VININ导通时间导通时间确定励磁电感确定励磁电感确定初级匝数确定初级匝数确定次级匝数确定次级匝数确定辅助绕组和确定辅助绕组和 VccVcc 电容电容确定确定 VsenseVsense 的电阻的电阻绕制变压器绕制变压器确定电流检测电阻确定电流检测电阻确定输入电容确定输入电容确定输出电容确定输出电容确定缓冲网络确定缓冲网络确定电流检测滤波器确定电流检测滤波器20参数输入电压频率待机功耗输出电压输出电流输出纹波电压输

20、出功率效率确定产品型号确定产品型号根据设计规范，选择最适合的部分的设计。有关选项的详细信息，请参阅第节。在下面的计算中，其中 VFD的输出二极管的正向电压使用方程为VOUT。符号VINfinPINVOUTIOUTVRIPPLEPOUT范围85265V47-64Hz100mW12V100mV15W80%完成完成在这个例子中，没有电缆，所以 VCableDrop为 0 V，假设 VFD是，VOUT为：VOUT=12V+0V+=输入选择输入选择21VIN电阻器进行选择，主要按比例降低输入电压的集成电路。在IC输入电压默认比例因子为，该管脚的内部阻抗ZIN（25 K）。因此，在 VIN电阻应等同于从方

21、程，理想 RVIN应为 M，较低的 RVIN值可以减小电源的启动时间。RVIN的值会影响 IC 的（VINTON）的范围。对于这个例子 RVIN 被选择为因此请记住，改变 RVIN其它阻值时，启动的最小和最大输入电压也被改变。由于 iW1710 采用 VIN来检测输入电压，应在输入引脚 VIN 使用电容来过滤掉可能出现的信号噪声。这对于在浪涌状态下的线路尤其重要。22匝数比匝数比在 PFM 模式下的变压器最大主次级匝比由最小可检测的复位时间来确定。TRESET(min)设定为在这个例子中匝比选择设为 6。记住在谐振模式中，较高匝比具有较低的VDS 导通电压，这意味着较少的开关导通功率损耗。还要

22、考虑高匝比对对MOSFET（VDS）的电压应力增加的影响。以及低匝比对输出二极管上的电压应力增加影响。最大输入伏秒值最大输入伏秒值 VINTON传统的设计方式是，最大输入伏秒值要满足在满负荷和最低输入电压条件。因此 iW1710 的 VINTON要满足公式和的约束23TRES如图 VDS 的谐振周期。TRES可估计为约 2 微秒为起点，然后调节电源被测试之后。在满足这两个条件后（VINTON）最大可通过公式确定VINDC（min）是大容量电容的最小输入电压。为了避免在正常工作期间输入欠压检测，VINDC（min）应高于输入欠压关断限制进行设定。假设 TRES为 2s，然后24留一定的余量，我们

23、在方程设 VINDC（min）为 79 V另外，为了保证足够的余量值，通常是：由于我们计算的 534 V微秒为我们的 VINTON，我们有足够的余量。励磁电感励磁电感iW1710 的一个特点是励磁电感对 CC 曲线缺乏依赖。尽管恒定电流限制不依赖于励磁电感，但励磁电感对其仍有限制。电源的最大输出功率需通过 LM来调节。这由下式给出：X是变压器的效率，在本例中我们假定它是87。25最小 LM由最大初级峰值电流决定。最大 ISENSE电压对应 VREG-TH。RIsense计算见。因此，LM的下限为：在这个例子中，我们选择 LM为 mH 的。如果这些限制不给予 LM足够的宽度，增加（VINTON）

24、MAX可提高对LM的上限。注意，不要超出上面（VINTON）MAX的限制。另外，请记住，如果（VINTON）MAX不满足方程和，则不满足满负荷和最低输入电压的条件限制，这些方程也见失效。初级绕组初级绕组为了保证变压器饱和时，必须不能超过最大磁通密度。因此，最低初级绕组必须满足26BMAX是最大磁通密度，AE 为磁场面积。从变压器铁芯数据，我们发现，在这个例子中 BMAX为 300mT。AE 是平方毫米,对应的磁芯规格为 EE19在这个例子中，初级匝数选择 90。次级绕组次级绕组从初级绕组的匝数，得到次级绕组。因此，在我们的例子：辅助绕组和辅助绕组和 VCCVCC 电容电容iW1710 偏压绕组

25、提供的 VCC应低于 16 V，确保正常工作期间超过 16V设定 VCC约为 10 V27VCC不选择的 NBIAS要接近这个数字，在这个例子中，我们选择 12 圈。VCC电容（CVCC）在正常工作时给 IC 供电，并在启动之前检测其电压以确保在启动和运行的电压范围。启动时间是多快由此电容充电情况决定。V VSENSESENSE电阻和绕组电阻和绕组输出电压调节主要由反馈信号 VSENSE确定。在 IC 内部，VSENSE比较参考电压 VSENSE（标称值）。其中，VSENSE（标称值）为 V28从这里我们可以找到需要的 RBVsns和 RTVsns的比例。在这个例子中，我们设置 RTVsns为

26、 24k。假设 VSENSE 与 VCC 我们使用相同的绕组：此时已经完成变压器的设计，我们需验证变压器是否合乎要求。电流检测电阻电流检测电阻Isense 电阻决定电源的最大输出电流。输出电流的电源的情况。当输出的最大电流是时，在 ISENSE引脚的电压（visense）应达到最大。因此，在恒定电流时在此方程中带入iw1710 的 KC 是伏，因此 RIsense取决于最大输出电流29从表给出了输出电流为，因此，RIsense是我们建议 RIsense使用1%公差的电阻输入大电容输入大电容输入大电容，CBULK需要保持在电压下降是依然有足够的输入功率保持恒定的输出功率。因此 CBULK必须是：

27、VINAC（MIN）是输入到电源的最小输入电压（有效值），FLINE是最低电源频率（47 赫兹）。VINDC（min）由方程计算。输出电容输出电容输出电容影响电源的稳态纹波和动态响应30假设一个理想的电容器的 ESR（等效串联电阻）和 ESL（等效串联电感）可以忽略不计，然后：输出电容器给负载供电时，次级电流输出 ISEC(pk)为保持输出电压（纹波）为 100mV在这种计算中 ESR 和 ESL 被忽略；但计算仍然有效，因为在电源的输出端有第二级 LC 滤波器，这两个组件能减少 ESR 和 ESL 的波纹；然而现实中纹波会比计算稍高。假设负载从空载到输出电流（高）。然后从节，方程我们发现输出

28、电容（Cout（动态）和 Vdrop（IC）之间的关系31然后解决 Vdrop（IC）从图，在 VDynamic(DROP)是允许的最大电压降为设计过程中的动态响应，VDROP(Cable)是由于电缆电阻的电压降，并 VDROP(sense)是在电压下降到之前的信号是足够低的注册动态响应。在 TP(No load)是无负载条件下的最大的周期，通过公式：假设电源效率在无负载（无负载）是50%，在瞬态负载从空载到50%负载，我想让 VOUT（PCB）的下降不超过 1 V。COUT(Dynamic)应为由于没有电缆，VDROP(cable)为 0V带入方程32在 COUT(Dynamic)和 COU

29、T(Steady State)之间选择较大的电容值。在此为 680F缓冲网络缓冲网络缓冲网络的作用是 MOSFET 开关其间减少电压应力。我们的目标是消除变压器的漏感能量。保守的设计是假设的漏感能量只通过缓冲消耗。因此，LLK可以从变压器测得，VDS 是 MOSFET 两端的电压。Vsnub（PK）和 Vsnub（Val）是缓冲电容器两端的电压。选择一个 Csnub，CsnubY 越小在 MOSFET 上的电压应力越大。然而，电容越大越昂贵。在满足 Vsnub（PK）和 Vsnub（Val）标准的基础上选择 Csnub。现在需要一个电阻来消耗在栅极驱动器导通期间的Vsnub（PK）至Vsnub

30、（Val）间的能量。这个电阻消耗了：利用公式解决 Rsnub。这里给予 CSNUB和 RSNUB保守的估值。包含二极管和串联电阻的缓冲网络中。当MOSFET 关闭时二极管将电流缓冲到电容器；在 MOSFET 重新打开后有反向电流流过二极管。反向电流的发生是因为在二极管从正偏到反偏的瞬间二极管仍33处于导通状态。这种扭曲的下降沿信号会通过VSENSE影响到 IC 的工作状态。因此，与二极管串联的电阻能在 MOSFET 重新打开后减少流过二极管的反向电流。消除消除 TonTon 延时延时iw1710 还包含一个功能，允许调整高压线和低压线路的恒定电流曲线的匹配。高压线和低压线路的不匹配是由于IC

31、的传输延迟，驱动导通延迟，及 MOSFET 的导通延迟造成的。MOSFET 栅极电阻会进一步增加驱动导通延迟。iW1710 通过对这些因素的计算来灵活的调整对延迟的补偿。RDly和 CDly提供额外的延迟补偿。确定 RDly和 CDly的数值应遵循这些步骤：1.无滤波元件限制测量高压线和低压线路的恒定电流之间的差异。2.从图找到这种差异的最佳匹配曲线。3.找到匹配电源的 LM和 tRC4.从找到 RDly和 CDly的方程SDSD 保护保护SD 引脚可配置的保护提供三种不同的类型：过热保护、过压保护、过热和过压保护。图显示了三种配置和没有OTP 及过压保护的情况。34仅过热保护（图）仅过热保护

32、（图）iW1710 通过检测流过 SD 引脚的 107uA 电流来探明过热情况（详见）。iW1710 在每个周期的最后都会检测 SD 引脚的电压 Vsd-th，如果电压低于 1 V 至 V 将启用过温保护。所以串联的 RSD(ext)和 NTC必须满足以保证在正常工作时不触发过温保护仅过压保护（图）仅过压保护（图）通过 RSD将 SD 脚接地。iW1710 在每个周期的最后都会检测 SD 引脚的电压 Vsd-th 是否高于 1V。为了不再正常工作时不会触发过压保护，假设二极管两端的压降为 0V，RSD（EXT）必须满足：这里 RSD=k过压保护和过温保护（图）过压保护和过温保护（图）通过公式算

33、出 RSD1,通过公式算出 RSD2.就可以如图的连接方式实现过温保护和过压保护。不要过压保护和过温保护（图）不要过压保护和过温保护（图）如果不需要 SD 引脚过温保护及过压保护，只需电阻 RSD（EXT）将 SD引脚接地。确保 RSD（EXT）满足方程使过压保护不被启用请注意，这意味着 iW1710-SD 引脚的过压保护失效。但 VSENSE引脚的过压保护依然有效。如果检测到过压，iW1710 同样会关闭。因此，我们可通过方程算出 RSD（EXT）PCB PCB布局布局在 iw1710 中，有两个重要的信号控制输出性能；这两个都是ISENSE的信号。ISENSE电阻应接近 MOSFET 的源

34、极以避免被其他信号干扰。同时，ISENSE电阻应靠近 ISENSE引脚放置。VSENSE信号应尽量靠近变压器以提高传感信号的质量。为更好的输出性能，所有的旁路电容都应靠近各自引脚放置。为了减少电磁干扰，开关循环需要最小化。这些回路包括：1.输入大电容，初级绕组，MOSFET 和 RIsense构成的环路。2.输出二极管，输出电容器和二次绕组构成的环路。3.辅助绕组、整流二极管和 VCC 电容构成的环路。为改善 ESD 性能，从变压器到交流电源间的为低阻抗的线路。并确保这条线路不从 IC 的接地引脚通过。在电源次级和交流间有一个间隙有助于转移 ESD 和 EOS 能量。在开关电源里有几个地信号，即：电源接地，开关管接地和控制逻辑接地。这些接地面号应采用星形连接的方式。地线应尽可能的短。增大开关管接地处的布线有助于减少开关损耗。设计实例的性能特点设计实例的性能特点应用电路应用电路注 1：当没有 rdly 和 cdly 应用时，在输入 90V 和 264V 交流之间，恒流输出IOUT 具有一定差异。39