模拟调幅检波与混频电路.pptx

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1、16.1 概述调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。v调制：调制是在发射端将调制信号从低频段变换到高频段,便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用；v解调：解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低频段,恢复原调制信号。分类：按照载波波形的不同,可分为脉冲调制和正弦波调制两种方式。第1页/共106页2v脉冲调制：以高频矩形脉冲为载波,用低频调制信号分别去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量,分别称为脉幅调制(PAM)，脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。v正弦波调制：高频正弦波为载波,用低频调制信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量,分别称为调幅(AM)、调频(F

2、M)和调相(PM)。本书仅讨论正弦波调制。第2页/共106页3正弦波的表示式为：其其中中，A是是振振幅幅，(t)是是瞬瞬时时相相位位角角，是是瞬瞬时时角角频频率率，0是初始相位。是初始相位。使使这这三三个个参参数数中中的的某某一一个个（幅幅度度、角角频频率率、相相位位）随随调调制制信信号号大大小小而而线线性性变变化化的的过过程程，分分别别称称为为幅幅度度调调制制、频频率率调调制制或相位调制，简称调幅、调频和调相。或相位调制，简称调幅、调频和调相。第3页/共106页4而正弦振荡的瞬时角频率和瞬时相位角之间的关系为：由上两式可见，调频与调相的相位角(t)都要变化，故有时将其称为合称为角度调制，或者

3、简称调角。解调是调制的逆过程。即从已调信号中恢复原调制信号的过程。与幅度调制、频率调制和相位调制相对应。有幅度解调、频率解调和相位解调，并分别简称为检波、鉴频和鉴相。第4页/共106页5本章首先分别在时域和频域讨论振幅调制与解调的基本原理,然后介绍有关电路组成。由于混频电路、倍频电路与调幅电路、振幅解调电路同属于线性频率变换电路,所以也放在这一章介绍。第5页/共106页6普通调幅方式6.2 振幅调制与解调原理1.普通调幅信号的表达式、波形、频谱和功率谱设载波为uc(t)=Ucmcosct,调制信号为单频信号，即u(t)=Umcost(c),则普通调幅信号为:uAM(t)=(Ucm+kUm co

4、s t)cosct =Ucm(1+Macost)cosct 其中调幅指数0Ma1,k为比例系数。v波形第6页/共106页7u(t),u c(t)和uAM(t)的波形图。调制信号载波信号高频已调波信号第7页/共106页8调幅指数：显然,当Ma1时,普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同,产生了失真,称为过调制,如图所示。所以,普通调幅要求Ma必须不大于1。过调制波形第8页/共106页9其频谱图为：uAM(t)=Ucmcosct+cos(c+)t+cos(c-)t带宽：2v频谱与带宽公式第9页/共106页10一般非周期调制信号u(t)的频谱是一连续频谱,假设其频率范围是minmax,如载频仍是c带

5、宽：2max第10页/共106页11若此单频调幅信号加在负载R上,则载频分量产生的平均功率为:两个边频分量产生的平均功率相同,均为:调幅信号总平均功率为:v功率第11页/共106页12v AM调制方式的功率利用率最高只能达到1/3v提出问题：为什么AM方式得到了广泛应用？在接收方解调电路简单经济，对于调幅收音机，其接收在接收方解调电路简单经济，对于调幅收音机，其接收方是千家万户，因此得到了广泛应用。方是千家万户，因此得到了广泛应用。第12页/共106页13 2.普通调幅信号的产生和解调方法其中：k1=k/Ucmv普通调幅信号的产生第13页/共106页14 高电平调制：第3章曾经讨论过利用丙类谐

6、振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。由于功放的输出电压很高,故这种方法称为高电平调幅。低电平调制第14页/共106页15包络检波。利利用用普普通通调调幅幅信信号号的的包包络络反反映映了了调调制制信信号号波波形形变变化化这这一一特特点点,如如能能将将包包络络提提取取出出来来,就就可可以以恢恢复复原原来来的的调调制制信信号号。这这就就是是包络检波的原理。包络检波的原理。包络检波原理图 v普通调幅信号的解调第15页/共106页16同步检波。同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号,称为同步信号。同步检波可由乘法器和低通滤波器实现同步检波原理图 第16页/共106页17 设输

7、入普通调幅信号uAM(t),乘法器另一输入同步信号为:ur(t)=Urmcosct则乘法器输出为:第17页/共106页18 可见,输出信号中含有直流,2c,2c几个频率分量。用低通滤波器取出直流和分量,再去掉直流分量,就可恢复原调制信号。如果同步信号与发射端载波同频不同相,有一相位差,ur=Urmcos(ct+)则乘法器输出中的则乘法器输出中的分量为分量为 k2UcmUrmMacoscost。v是一常数,即同步信号与发射端载波的相位差始终保持恒定,则解调出来的分量仍与原调制信号成正比,只不过振幅有所减小。当然90,否则cos=0,分量也就为零了。v若是随时间变化的,即同步信号与发射端载波之间的

8、相位差不稳定,则解调出来的分量就不能正确反映调制信号了第18页/共106页19例1：已知调幅信号为：（1）指出调制信号，载波信号；（2）画出频谱图；（3）求出单位电阻的边带功率、载波功率以及功率利用率第19页/共106页20双边带调幅方式 1 双边带调幅信号的特点设载波为uc(t)=Ucmcosct,单频调制信号为u(t)=Um cost(c),则双边带调幅信号为:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct =kUmUcm/2 cos(c+)t+cos(c-)t 可可见见双双边边带带调调幅幅信信号号中中仅仅包包含含两两个个边边频频,无无载载频频分分量量,其其频带宽度

9、仍为调制信号带宽的两倍。频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。第20页/共106页21v波形与频谱图。双边带调幅波形与频谱 第21页/共106页22v双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化,而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180的突变。第22页/共106页23 2.双边带调幅信号的产生与解调方法v调制：产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信调制：产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。号与载波信号相乘。v解调：由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号解调：由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号,所以包络检波法不适用所以包络检波法不适用,而同步检波是进行双边带

10、调幅信而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。号解调的主要方法。第23页/共106页24 设同步信号为ur(t)=Urmcosct,则乘法器输出为:用低通滤波器取出低频分量,即可实现解调。将上式双边带信号取平方,则可以得到频率为2c的分量,然后经二分频电路,就可以得到c分量。这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。第24页/共106页25 单边带调幅方式 单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例,则单频调制单边带调幅信号为：由上式可见,单频调制单边带调幅信号是一个角频率为c+的单频正弦波信号。单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同单边带调幅信号的带宽与调制信号

11、带宽相同,是普通调幅是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。和双边带调幅信号带宽的一半。产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、相移法以及相移法以及两者相结合的相移滤波法。两者相结合的相移滤波法。第25页/共106页26v滤波法从频域方面 这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点,先产生双边带调幅信号,再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。v对对于于频频谱谱范范围围为为minmax的的一一般般调调制制信信号号,如如min很很小小,则则上上、下下两两个个边边带带相相隔隔很很近近,用用滤滤波波器器完完全全取取出出一一个个边边带带而而滤除另一个边带是很困难的。滤除另一

12、个边带是很困难的。第26页/共106页27v相移法从时域方面单频单边带调幅信号可写成:第27页/共106页28 由上式可知,只要用两个90相移器分别将调制信号和载波信号相移90,成为sint和sinct,然后进行相乘和相减,就可以实现单边带调幅。v对对单单频频信信号号进进行行90相相移移比比较较简简单单,但但是是对对于于一一个个包包含含许许多多频频率率分分量量的的一一般般调调制制信信号号进进行行90相相移移,要要保保证证其其中中每每个个频率分量都准确相移频率分量都准确相移90是很困难的。是很困难的。第28页/共106页29v相移滤波法维夫法 滤波法的缺点在于高频滤波器的设计困难，而低频滤波器的

13、设计要容易些。相移法的困难在于宽带90相移器的设计,而单频90相移器的设计比较简单。结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法,第29页/共106页30 相移滤波法的关键在于将载频c分成1和2两部分,其中1是略高于max的低频,2是高频,即c=1+2,12。第30页/共106页31v 单边带信号的解调单边带信号的解调则乘法器输出为同同步步信信号号的的获获取取：一一般般可可在在发发送送单单边边带带调调幅幅信信号号的的同同时时,也也附附带带发发送送一一个个功功率率较较小小的的载载波波信信号号,供供接接收收端端从从中中提提取取作作为同步信号。为同步信号。同步信号：采用同步检波方式。第

14、31页/共106页32残留边带调幅方式v特点：残留边带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、特点：残留边带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、载波及另一个边带的小部分载波及另一个边带的小部分(即残留一小部分即残留一小部分)。这样这样,既比普既比普通调幅方式节省了频带通调幅方式节省了频带,又避免了单边带调幅要求滤波器衰减又避免了单边带调幅要求滤波器衰减特性陡峭的困难特性陡峭的困难,发送的载频分量也便于接收端提取同步信号。发送的载频分量也便于接收端提取同步信号。v应用：在电视广播系统中应用：在电视广播系统中,由于图像信号频带较宽由于图像信号频带较宽,为了节为了节约频带约频带,同时又便于接收机进行检波

15、同时又便于接收机进行检波,所以对图像信号采用了所以对图像信号采用了残留边带调幅方式残留边带调幅方式,而对于伴音信号则采用了调频方式。现以而对于伴音信号则采用了调频方式。现以电视图像信号为例电视图像信号为例,说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。第32页/共106页33残留边带调幅发送和接收滤波器幅频特性(a)发送；(b)接收 第33页/共106页34v若采用普通调幅,每一频道电视图像信号的带宽需12 MHz,而采用残留边带调幅只需8 MHz。另外,对于滤波器过渡带的要求远不如单边带调幅那样严格,故容易实现。第34页/共106页35 小结：普通调幅功率利用率

16、低,但可采用简单、低成本的包络检波方式,故广泛用于电台广播系统,给广大接收者带来便利。双边带调幅与单边带调幅功率利用率高,可用于小型通信系统,其中单边带调幅可节省一半频带,但需解决如何获得同步信号的问题。残留边带调幅广泛用于电视广播系统。第35页/共106页36高电平调幅电路6.3 调幅电路丙丙类类谐谐振振功功放放的的调调制制特特性性分分为为基基极极调调制制特特性性和和集集电电极极调调制制特特性性两两种种,据据此此可可以以分分别别组组成成基基极极调调幅幅电电路路和和集集电电极极调调幅幅电电路路。现以集电极调幅电路为例现以集电极调幅电路为例,说明高电平调幅的原理。说明高电平调幅的原理。集集电电极

17、极调调制制特特性性是是指指固固定定丙丙类类谐谐振振功功放放的的VBB和和R,当当输输入入一一个个等等幅幅高高频频正正弦弦波波时时,输输出出高高频频正正弦弦波波的的振振幅幅Ucm将将随随集集电电极电源电压的变化而变化。极电源电压的变化而变化。第36页/共106页37 若集电极电源电压为UCC(t)=UCC0+u(t),即一个固定直流电压与一个低频交流调制信号之和,则随着UCC的变化,使得静态工作点左右平移,从而使动态线左右平移。当谐振功放工作在过压状态时,Ucm将发生变化,近似有Ucm UCC(t)的关系。如输入信号为高频载波cosct,输出LC回路调谐在c上,则输出信号可写成:uo(t)=Uc

18、mcosct=kUCC0+u(t)cosct其中k为比例系数。第37页/共106页38集电极调幅电路原理 集电极调制特性cosctUCC0+u(t)kUCC0+u(t)cosct第38页/共106页39v高高电电平平调调幅幅电电路路的的优优点点是是调调幅幅、功功放放合合一一,整整机机效效率率高高,可可直直接接产产生生很很大大功功率率输输出出的的调调幅幅信信号号,但但也也有有一一些些缺缺点点和和局局限限性性。一一是是只只能能产产生生普普通通调调幅幅信信号号,二二是是调调制制线线性性度度差差,例例如如集集电电极极调调制特性中制特性中Ucm与与UCC并非完全成线性关系。并非完全成线性关系。第39页/

19、共106页40低电平调幅 模拟乘法器是低电平调幅电路的常用器件,它不仅可以实现普通调幅,也可以实现双边带调幅与单边带调幅。既可以用单片集成模拟乘法器来组成低电平调幅电路,也可以直接采用含有模拟乘法器部分的专用集成调幅电路。第40页/共106页41 1.单片集成模拟乘法器则两信号相乘后的输出信号为可见，乘法运算能够产生两个输入信号频率的和频与差频，可见，乘法运算能够产生两个输入信号频率的和频与差频，这正是调幅、检波和混频等电路所需要的功能。这正是调幅、检波和混频等电路所需要的功能。模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积,典典型应用包括：乘、除

20、、平方、均方、倍频、调幅、检波、混型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混频、频、相位检测等。相位检测等。设两个输入信号分别为设两个输入信号分别为第41页/共106页42单片集成模拟乘法器种类较多,由于内部电路结构不同,各项参数指标也不同。在选择时,应注意以下主要参数：工作频率范围、电源电压、输入电压动态范围、线性度等。现将常用的Motorola公司MC1496/1596、MC1495/1595和MC1494/1594单片模拟乘法器的参数指标简介如下。MC14系列与MC15系列的主要区别在于工作温度,前者为070,后者为-55125。其余指标大部分相同,个别后者稍好一些。表给出了M

21、C15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值。第42页/共106页43表系列三种型号模拟乘法器的参数典型值第43页/共106页44 MC1496组成的普通调幅或双边带调幅电路 2.模拟乘法器调幅电路第44页/共106页45上上图图所所示示的的普普通通调调幅幅电电路路也也可可以以组组成成双双边边带带调调幅幅电电路路,区区别别在在于于调调节节电电位位器器的的目目的的是是为为了了使使Y通通道道、脚脚之之间间的的直直流流电电位位差差为为零零,即即Y通通道道输输入入信信号号仅仅为为交交流流调调制制信信号号。为为了了减减小小流流经经电电位位器器的的电电流流,便便于于调调零零准准确确,可可加加大大两两个个750

22、 电电阻阻的的阻阻值值,比比如各增大如各增大10k。第45页/共106页46包络检波电路6.4 检波电路包络检波原理如图所示。其中的非线性器件可以是二极管,也可以是三极管或场效应管,电路种类也较多。第46页/共106页47图 二极管峰值包络检波器 这里采用的非线性器件为二极管，低通滤波器为RC并联电路。第47页/共106页481.工作原理以以时时域域上上的的波波形形变变化化来来说说明明二二极极管管峰峰值值包包络络检检波波器器的的工工作原理。作原理。加加在在二二极极管管上上的的正正向向电电压压为为u=ui-uo。假假定定二二极极管管导导通通电电压压为零为零,且伏安特性为且伏安特性为:第48页/共

23、106页49v电路特点：输入信号为大信号。二二极极管管导导通通与与否否,不不仅仅与与输输入入电电压压ui有有关关,还还取取决决于于输输出出电电压压uo,即输出信号有反馈作用。即输出信号有反馈作用。二二极极管管导导通通时时,电电容容充充电电,充充电电时时间间常常数数为为rdC；二二极极管管截截止止时时,电电容容放放电电,放放电电时时间间常常数数为为RC。由由于于二二极极管管导导通通电电阻阻rd很小很小,因此一般有因此一般有rdCRC。第49页/共106页50二极管峰值包络检波器的包络检波波形 设t=t0时,uo=0。第50页/共106页51 在t0t1时段,uiuo0,二极管导通,开始给电容充电

24、,uo按指数规律上升,即AB曲线。在t1t2时段,ui uo,二极管截止,电容通过电阻R放电,uo 按指数规律下降,即BC曲线。在t2t3时段,ui uo,二极管再次导通,给电容充电,uo再次上升,即CD曲线。在t3t4时段,ui uo,二极管再次截止,电容放电,uo再次下降,即DE曲线。第51页/共106页52由于充放电过程交替进行,因此uo波形呈锯齿状变化。可以归纳出以下几条规律:(1)由于rdCRC,故uo上升快,下降慢。(2)除除了了起起始始几几个个周周期期外外,二二极极管管导导通通时时间间均均在在输输入入高高频频振振荡荡信信号号的的峰峰值值附附近近,如如t4t5,t6t7,且且时时间

25、间很很短短,或或者者说说,其其导通角导通角很小。很小。(3)在在正正常常情情况况下下,导导通通角角越越小小,uo曲曲线线与与ui的的包包络络线线越越接接近近。若若趋趋近近于于0,则则uo曲曲线线就就几几乎乎完完全全反反映映了了ui的的包包络络线线即即调调制制信信号号波形波形,此时检波效率最高此时检波效率最高,失真最小。失真最小。第52页/共106页532.性能指标二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、输入电阻、入电阻、惰性失真和底部切割失真几项。惰性失真和底部切割失真几项。第53页/共106页54v检波效率d：定义为uo中低频分量振幅与u

26、i中调制分量振幅的比值。当当ui是单频调幅波时是单频调幅波时,即即ui=Uim(1+Ma cost)cosct时时,uo中中的低频分量为的低频分量为Uom cost,检波效率检波效率d可写成可写成第54页/共106页55 当ui是等幅正弦波时,即ui=Uim cosct时,uo应为电平为Uo的直流电压,检波效率d可写成 dcos 利用折线函数分析法,可以求得检波效率的近似表达式：如果考虑到二极管的实际导通电压不为零,以及充电电流在二极管微变等效电阻上的电压降等因素,实际检波要比计算值小。第55页/共106页56当很小时,仅仅当当gD为为常常数数时时,才才为为常常数数,d也也才才为为常常数数,此

27、此时时输输出出信信号号振振幅幅Uom与调制信号振幅与调制信号振幅MaUim近似成线性关系。近似成线性关系。由于仅在大信号工作时由于仅在大信号工作时,二极管的导通电压才可以忽略，二极管的导通电压才可以忽略，这这时二极管伏安特性用折线近似，电导时二极管伏安特性用折线近似，电导gD可视为常数可视为常数,因此峰值包因此峰值包络检波电路仅适合于大信号工作。络检波电路仅适合于大信号工作。第56页/共106页57v 等效输入电阻Ri。检检波波器器的的前前级级通通常常是是一一个个调调谐谐在在载载频频的的高高Q值值谐谐振振回回路路,检检波波器器相相当当于于此此谐谐振振回回路路的的负负载载。为为了了研研究究检检波

28、波器器对对前前级级谐谐振振回路的影响回路的影响,故定义检波器等效输入电阻故定义检波器等效输入电阻第57页/共106页58利用功率守恒定理：输入功率：输出功率：忽略二极管导通内阻所消耗的功率，第58页/共106页59v 惰性失真。电电容容放放电电速速度度过过慢慢,导导致致uo的的下下降降速速率率比比包包络络线线的的下下降降速速率率慢慢,则则二二极极管管不不能能导导通通,造造成成uo波波形形与与包包络络线线的的失失真真。由由于于这这种种失失真真来来源源于于电电容容来来不不及及放放电电的的惰惰性性,故故称称为为惰惰性性失失真真。下下图图给给出出了了惰性失真的波形图惰性失真的波形图,在在t1t2时间段

29、内出现了惰性失真。时间段内出现了惰性失真。惰性失真波形图 第59页/共106页60 单频调幅波的包络线表达式为其下降速率为：因为电容通过R放电时,电容电流与电阻电流相同,即:要要避避免免惰惰性性失失真真,就就要要保保证证电电容容电电压压的的减减小小速速率率在在任任何何一一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。us(t)=Uim(1+Macost)第60页/共106页61 在开始放电时刻,电容电压uc可近似视为包络电压us,故避免惰性失真的不等式可写为:即 所以电容电压的减小速率第61页/共106页62整理得：分析可知，f(t)在此时有极大值，此

30、时不等式的解为可见,调幅指数越大,调制信号的频率越高,时间常数RC的允许值越小。第62页/共106页63v 底部切割失真。检检波波器器输输出出uo是是在在一一个个直直流流电电压压上上迭迭加加了了一一个个交交流流调调制制信信号号,故故需需要要用用隔隔直直流流电电容容将将解解调调后后的的交交流流调调制制信信号号耦耦合合到到下下一一级级进进行行放放大大或或其其它它处处理理。下下一一级级电电路路的的输输入入电电阻阻即即作作为为检检波波器的实际负载器的实际负载RL,如图所示。如图所示。第63页/共106页64为为了了有有效效地地将将检检波波后后的的低低频频信信号号耦耦合合到到下下一一级级电电路路,要要求

31、求耦耦合合电电容容Cc的的容容抗抗远远远远小小于于RL,所所以以Cc的的值值很很大大。这这样样,uo中中的的直直流流分分量量几几乎乎都都落落在在Cc上上,这这个个直直流流分分量量的的大大小小近近似似为为输输入入载载波波的的振振幅幅Uim。所所以以Cc可可等等效效为为一一个个电电压压为为Uim的的直直流流电电压源。压源。此电压源在R上的分压为：第64页/共106页65则当检波器处于稳定工作时则当检波器处于稳定工作时,其输出端其输出端R上将存在一个固定上将存在一个固定电压电压UR。当输入调幅波。当输入调幅波ui(t)的值小于的值小于UR时时,二极管将会截止。二极管将会截止。也就是说也就是说,电平小

32、于电平小于UR的包络线不能被提取出来的包络线不能被提取出来,出现了失真出现了失真,如图所示。如图所示。第65页/共106页66由于这种失真出现在调制信号的底部,故称为底部切割失真。要避免底部切割失真,必须使包络线的最小电平大于或等于UR,即:其中R指RL与R的并联值,即检波器的交流负载。交流负载R与直流负载R越接近,可允许的调幅指数越大。第66页/共106页67v采取措施：在检波器与下一级电路之间插入一级射随器,即增大RL的值不改变直流负载，加大交流负载。直流负载：交流负载：第67页/共106页68由于设计和制作增益高,选择性好,工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易,所以采用混频方式可大

33、大提高接收机的性能。6.5 混 频在在通通信信接接收收机机中中,混混频频电电路路的的作作用用在在于于将将不不同同载载频频的的高高频频已已调调波波信信号号变变换换为为同同一一个个固固定定载载频频(一一般般称称为为中中频频)的的高高频频已已调调波波信信号号,而而保保持持其其调调制制规律不变。规律不变。v调幅收音机：载频位于调幅收音机：载频位于535 kHz1605kHz变换为变换为465kHz中频中频v调频收音机：载频位于调频收音机：载频位于88MHz108MHz变换为变换为10.7MHz中频中频v电视机：载频位于四十几电视机：载频位于四十几MHz 近千近千MHz变换为变换为38 MHz中频中频第

34、68页/共106页69混频原理及特点 下图是混频电路组成原理图。混频电路原理图 第69页/共106页70以输入是普通调幅信号：us(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct,uL(t)=ULmcos2fLt,输出中频调幅信号：uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt。第70页/共106页71普通调幅信号混频频谱图(a)混频前；(b)混频后第71页/共106页72 虽然混频电路与调幅电路、检波电路同属于线性频率变换电路,但它却有两个明显不同的特点:(1)混频电路的输入输出均为高频已调波信号。(2)混频电路通常位于接收机前端,不但输入已调波信号很小,而且若外来高频干扰信号能够通过混频电路之

35、前的选频网络,则也可能进入混频电路。第72页/共106页73 混频干扰其中混混频频电电路路的的输输入入除除了了载载频频为为fc的的已已调调波波信信号号us和和频频率率为为fL的的本本振振信信号号uL之之外外,还还可可能能有有从从天天线线进进来来的的外外来来干干扰扰信信号号。外外来来干干扰扰信信号号包包括括其其它它发发射射机机发发出出的的已已调调波波信信号号和和各各种种噪噪声声。假假定定有有两两个个外外来来干干扰扰信信号号un1和和un2,设设其其频频率率分分别别为为fn1和和fn2。us、uL和和un1、un2以下分别简称为信号、本振和外来干扰。以下分别简称为信号、本振和外来干扰。假定混频电路

36、中的非线性器件为晶体管,其转移特性为:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+u=us+uL+un1+un2=Uscos2fct+ULcos 2fLt+Un1cos2fn1t+Un2cos 2fn2t第73页/共106页74 则 晶体管输出的所有组合频率分量为:f=|pfLqfcrfn1sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,v在在这这些些组组合合频频率率分分量量中中,只只有有p=q=1,r=s=0对对应应的的频频率率分分量量fI=fL-fc才是有用的中频才是有用的中频,其余均是无用分量。其余均是无用分量。v若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近,能够顺利通过混频器内中心频率为fI

37、的带通滤波器,就可以经中放、检波后对有用解调信号进行干扰,产生失真。v由幂级数分析法可知,p、q、r、s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大,相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大。第74页/共106页75 1.信号和本振产生的组合频率干扰 先不考虑外来干扰的影响。若信号和本振产生的组合频率分量满足：|pfLqfc|=fIF式中F为音频,则此组合频率分量能够产生干扰。例如,当fc=931 kHz,fL=1396 kHz,fI=465kHz时,对应于p=1,q=2的组合频率分量为:|1396-2931|=466kHz=465kHz+1kHz 466 kHz的无用频率分量在通过中放后,与中频为46

38、5 kHz的调幅信号一起进入检波器中的非线性器件,会产生1kHz的差拍干扰,经扬声器输出后类似于哨声,故称这种干扰为干扰哨声。第75页/共106页76 2.一个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若外来干扰和本振产生的无用组合频率分量满足|pfLrfn1|=fI p、r=0,1,2,则也会产生干扰作用。通常将这类组合频率干扰称为寄生通道干扰,其中中频干扰和镜频干扰两种寄生通道干扰由于对应的p、r值很小,故造成的影响很大,需要特别引起重视。第76页/共106页77 1)中频干扰。当p=0,r=1时,fn1=fI,即外来干扰频率与中频相同。例如中频为465kHz,则同样频率的外来干扰即为中频干扰的来

39、源。2)镜频干扰。镜频干扰。当当p=r=1时时,fn1=fL+fI。因因为为fc=fL-fI,所所以以fn1与与fc在在频频率率轴轴上上对对称称分分列列于于fL的的两两旁旁,互互为为镜镜像像,故故称称fn1为为镜镜像像频频率率(简简称称镜镜频频)。例例如如fI=465kHz,fc=1MHz,则则镜镜频频为为1930kHz。若若外外来干扰中含有来干扰中含有1930kHz的镜频的镜频,就会产生镜频干扰。就会产生镜频干扰。第77页/共106页78镜频位置示意图 第78页/共106页79 3.两个外来干扰和本振产生的组合频率干扰 若两个外来干扰能够进入混频电路,并且和本振共同产生的组合频率分量满足：|

40、fLrfn1sfn2|=fI 则也会产生干扰作用,通常称为互相调制干扰(简称互调干扰)。其中r=1,s=2和r=2,s=1 两个组合频率分量影响最大,由于r+s=3,故称为三阶互调干扰。显然,其中两个外来干扰频与载频的关系分别为:-fn1+2fn2=fc2fn1-fn2=fc第79页/共106页80令Us=0,经分析可知,这两个组合频率分量均是从四次方项a4u4中产生,振幅分别是 a4Un1U2n2UL和 a4U2n1Un2UL。第80页/共106页81 4 外来干扰和信号、本振产生的交叉调制干扰若设u=us+uL+un,在输出电流表达式中,偶次方项均会产生中频分量,其中四次方项a4u4产生的

41、中频分量为3a4UsU2nULcos 2(fL-fc)t。显然,这个中频分量与二次方项a2u2产生的有用中频分量a2UsULcos2(fL-fc)t不同,因为它的振幅是受外来干扰un的振幅Un控制的。若Un是交变信号,则此中频分量就会如同一个干扰迭加在有用中频分量上。通常称这种干扰为交叉调制干扰(简称交调干扰)。其中由四次方项产生的称为三阶交调干扰。虽然四次以上偶次方项也会产生交调干扰,但影响较弱。第81页/共106页82v 交调干扰有两个特点:一是当信号消失,即us=0,则它也消失；二是能否产生交调干扰与外来干扰的频率无关,只取决于此外来干扰能否顺利通过混频电路之前的选频网络。显然,能产生交

42、调干扰和互调干扰的外来干扰频率都靠近信号载频fc 例如例如,混频电路之前的选频网络带宽为混频电路之前的选频网络带宽为10 kHz,若若fc=560 kHz,则位于则位于555 kHz565kHz范围内的外来干扰都可能产生范围内的外来干扰都可能产生三阶交调干扰。三阶交调干扰。第82页/共106页83 5.包络失真和强信号阻塞干扰 在式中,若设u=us+uL,则在输出电流表达式中,电压偶次方项均会产生中频分量。其中二次方项产生的振幅为a2UsUL,四次方项产生的振幅为 可见,实际中频分量振幅并非与信号振幅Us成正比。Us越大,失真越严重。因为Us就是已调波的包络,所以称此为包络失真。若Us太大,包

43、络失真太严重,使晶体管进入饱和区或截止区,则无法将调制信号解调出来,通常称这种现象为强信号阻塞干扰。第83页/共106页84 6 减小或避免混频干扰的措施 从以上分析可知从以上分析可知,产生混频干扰的根本原因是器件的非线产生混频干扰的根本原因是器件的非线性特性。混频干扰又可分成两类性特性。混频干扰又可分成两类,一类是由于非线性特性产一类是由于非线性特性产生了众多无用组合频率分量而引起的生了众多无用组合频率分量而引起的,另一类是由于非线性另一类是由于非线性特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关系的有用频率分量而引起的。系的有用频率分量

44、而引起的。针对混频干扰产生的具体原针对混频干扰产生的具体原因因,可以采取以下三个方面的措施来减小或避免。可以采取以下三个方面的措施来减小或避免。第84页/共106页85 (1)选择合适的中频。二次混频接收机组成方框图第85页/共106页86 (2)提高混频电路之前选频网络的选择性,减少进入混频电路的外来干扰,这样可减小交调干扰和互调干扰。对于镜频可采用陷波电路将它滤掉。(3)采用具有平方律特性的场效应管、模拟乘法器或利用平衡抵消原理组成的平衡混频电路或环形混频电路,可以大大减少无用组合频率分量的数目,尤其是靠近有用频谱的无用组合频率分量,从而降低了各种组合频率干扰产生的可能性。第86页/共10

45、6页87混频电路晶体管混频电路具有增益高、噪声低的优点晶体管混频电路具有增益高、噪声低的优点,但混频干扰大。但混频干扰大。场效应管混频电路由于其平方律特性场效应管混频电路由于其平方律特性,受混频干扰小。受混频干扰小。二极管平衡和环行混频电路结构简单二极管平衡和环行混频电路结构简单,噪声低噪声低,受混频干扰受混频干扰小小,工作频率高工作频率高(可达近千兆赫可达近千兆赫)。采用模拟乘法器组成的集成混频电路采用模拟乘法器组成的集成混频电路,不但受混频干扰小不但受混频干扰小,而且调整容易而且调整容易,输入信号动态范围较大。输入信号动态范围较大。第87页/共106页88 1.晶体管混频电路图中L1C1调

46、谐于输入信号us的载频fc,L2C2调谐于中频fI,本振uL与UBB0迭加后作为偏置电压。由于us振幅很小,uL振幅较大,所以可视为线性时变工作状态。采用5.3节的分析方法,参照式可以看到,iC中含有的组合频率分量为:|nfLfc|,n=0,1,2 其中中频电流分量为:iI=g1Uscos 2fIt,fI=fL-fc第88页/共106页89晶体管混频电路原理图 高频已调波本振中频已调波第89页/共106页90晶体管工作于线性时变工作状态：中频电流为：iI=1/2g1Uscos 2fIt,fI=fL-fc第90页/共106页91对g(t)进行积分而求出g1,而跨导 若定义混频跨导 ,即中频电流振

47、幅II与输入信号振幅Us之比,则有:若L2C2回路总谐振电导为g,则可以求得混频电压增益 第91页/共106页92 2.二极管混频电路二极管平衡混频电路原理图 第92页/共106页93 由图可见,若忽略输出电压uI的反馈作用,则加在两个二极管上的电压分别是：u1=uL+usu2=uL-us由于us很小,uL很大,故二极管工作在受uL控制的开关工作状态。因为在uL正半周时两个二极管同时导通，负半周时两个二极管同时截止，忽略负载的影响：第93页/共106页94i中的组合频率分量为两方程相减,得而：第94页/共106页95例 在下图所示二极管平衡电路原理图中，u1和u2是输入信号，uo是输出信号。若

48、采用此电路进行普通调幅、双边带调幅和同步检波，u1和u2各应该是什么信号？负载ZL1、ZL2各应该采用什么形式元件？试写出有关表达式。第95页/共106页96 解：1、进行调幅i1=gD(u1+u2)K1(ct)i2=gD(-u1+u2)K1(ct-)vu1、u2应分别是载波和调制信号v负载采用带通滤波器：采用变压器耦合LC回路（1）设u1是载波信号，u2是调制信号，u1是大信号。二二极极管管应应工工作作在在受受大大信信号号u1控控制制的的开开关关状状态态，在在u1的的正正、负负半半周周内内V1、V2分分别别导导通通。设设gD是是二二极极管管导导通通电电导导，忽忽略略负载电压的反馈作用，负载电

49、压的反馈作用，u1=Ucm cosct，u2=u（t）第96页/共106页97故：频率成分包括：以及故能够实现普通调幅。第97页/共106页98 （2）设u2是载波信号，u1是调制信号，u2是大信号。u2=Ucm cosct，u1=u（t）i1=gD(u1+u2)K1(ct)i2=gD(-u1+u2)K1(ct)二二极极管管应应工工作作在在受受大大信信号号u2控控制制的的开开关关状状态态，在在u2的的正正、负负半半周周内内V1、V2分分别别导导通通。设设gD是是二二极极管管导导通通电电导导，忽略负载电压的反馈作用，忽略负载电压的反馈作用，第98页/共106页99频率成分包括：以及故能够实现双边

50、带调幅。第99页/共106页100 2、进行同步检波v负载ZL1和ZL2为相同参数的RC低通滤波器二极管应工作在受大信号u2控制的开关状态，分析过程与调幅相似。vu1、u2应分别是调幅波和本地载波设u1是双边带调幅波，u1=ku（t）cosct，u2=Urm cosct第100页/共106页101其中，低频分量为 ，k是比例系数。同理：则：v因此能够完成同步解调第101页/共106页102章末小结混频第102页/共106页103iC过压032临界欠压w tiC0UCC3UCC2UCC1Q3Q2Q1uCEmin1uCE第103页/共106页104(a)(b)0过压临界欠压UCCUcmIclmIC