第4章-场效应管放大电路.pptx

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1、2023/2/171特点：只有一种载流子参与导电(电子或空穴)。本节要掌握的主要内容：了解FET的结构、基本工作原理、特性曲线、主要参数、基本放大原理。第1页/共89页2023/2/1724.1JFET 4.1.1JFET的结构和工作原理 1.结构 N沟道JFET的结构示意图如图4.1.1(a)所示。图(b)为其电路符号，图(c)为实际的N沟道JFET的结构剖面图。P沟道JFET的结构示意图如图4.1.2所示。第2页/共89页2023/2/173第3页/共89页2023/2/174第4页/共89页2023/2/175第5页/共89页2023/2/1762.工作原理以N沟道JFET为例，分析JF

2、ET的工作原理。N沟道JFET 工作时，vGS0,使N沟道中的多数载流子(电子)在电场的作用下，由源极向漏极运动，形成iD，iD 的大小受vGS的控制。第6页/共89页2023/2/177因此，讨论JFET的工作原理就是讨论vGS对iD的控制作用和vDS对iD的影响。(1)vGS对iD的控制作用 如图4.1.3所示。a.vDS0，导电沟道不变，如图4.1.3a。b.当vGS由零向负值增大时，在反偏电压vGS作用下，两个PN结的耗尽层(即耗尽区)将加宽，使导电沟道变窄，沟道电阻增大，如图4.1.3b。转11第7页/共89页2023/2/178第8页/共89页2023/2/179 c.当vGS的绝

3、对值进一步增大到某一定值 时，两侧耗尽层将在中间合拢，沟道全部被夹断，如图4.1.3c所示。此时漏源极间的电阻将趋于无穷大，相应的栅源电压称为夹断电压VP（也有的用vGS（off）表示的）。转13第9页/共89页2023/2/1710第10页/共89页2023/2/1711上述分析表明：改变vGS的大小，可以有效的控制沟道电阻(宽度)的大小。如果在漏源之间加上固定正向电压vDS，即可控制由漏极流向源极的电流iD的大小。第11页/共89页2023/2/1712(2)vDS对iD的影响如图4.1.4所示。a.当vDS=0时，沟道如图4.1.4a所示，并有iD=0，这是容易理解的。b.但随着vDS

4、逐渐增加，由于沟道自漏到源存在着电位梯度，耗尽层也愈向N型半导体中心扩展，使靠近漏极处的导电沟道比靠近源极要窄，导电沟道呈楔形，如图4.1.4b所示。转17第12页/共89页2023/2/1713第13页/共89页2023/2/1714转20转21第14页/共89页2023/2/1715另外，增加vDS，虽然产生了阻碍漏极电流iD提高的因素。但在vDS较小时，导电沟道靠近漏端区域仍较宽，这时阻碍的因素是次要的，故iD随vDS 升高几乎成正比地增大，构成如图4.1.5a所示曲线(图4.1.5为FET的输出特性，其定义见4.1.2节)的上升段。转19第15页/共89页2023/2/1716转19第

5、16页/共89页2023/2/1717c.当vDS继续增加，使漏栅间的电位差加大，靠近漏端电位差最大，耗尽层也最宽。当两耗尽层在A点相遇时(图4.1.4c)，称为预夹断，此时，A点耗尽层两边的电位差用夹断电压VP来描述。由于vGS=0，故有vGD vDSVP。当vGS 0时，在预夹断点A处VP与vGS、vDS之间有如下关系：vGD=vGS-vDS VP (4.l.1)第17页/共89页2023/2/1718图4.1.4c所示的情况，对应于图4.1.5a中iD达到了饱和漏极电流IDSS，IDSS下标中的第二个S表示栅源极间短路的意思。d.沟道一旦在A点预夹断后，随着vDS上升，夹断长度会略有增加

6、，亦即自A点向源极方向延伸(如图4.1.4d所示)。第18页/共89页2023/2/1719但由于夹断处场强也增大，仍能将电子拉过夹断区(实即耗尽层)，形成漏极电流，这和NPN型BJT在集电结反偏时仍能把电子拉过耗尽区基本上是相似的。在从源极到夹断处的沟道上，沟道内电场基本上不随vDS改变而变化。所以，iD基本上不随vDS 增加而上升,漏极电流趋于饱和。第19页/共89页2023/2/1720如果FET栅源极之间接一可调负电源，由于栅源电压愈负，耗尽层愈宽，沟道电阻就愈大，相应的iD就愈小。因此，改变栅源电压vGS可得一族曲线，如图4.1.5b所示。由于每个管子的VP为一定值，因此，从式(4.

7、1.1)可知，预夹断点随vGS 的改变而变化，它在输出特性上的轨迹如图4.1.5b中左边虚线所示。第20页/共89页2023/2/1721第21页/共89页2023/2/1722分析表明：在0vDSVp(预加断)之后，iD 趋于饱和，vDS再增加，iD 变化不大。(3)结论(P160)：JFET栅极与导电沟道之间的PNJ是反向偏置的，因此，iG0，管子的输入电阻很高。第22页/共89页2023/2/1723JFET是电压控制电流器件，iD受vGS的控制。预夹断前，iD 与vDS呈线性关系；预夹断后，iD趋于饱和。P沟道JFET工作时，其电源极性与N沟道JFET的电源极性相反，工作原理基本相同。

8、第23页/共89页2023/2/17244.1.2JFET的特性曲线1.输出特性如图4.1.5(b)所示。区为可变电阻区，此区，iD受vGS的控制。区为饱和区或恒流区，FET作为放大器件时，一般就工作在此区，所以，区又称之为线性放大区。此区，iD 基本不受vGS 和vDS的控制。转28第24页/共89页2023/2/1725转29第25页/共89页2023/2/1726区为击穿区，此区，由于PNJ所受的反向电压过高，而使PNJ发生雪崩击穿。2.转移特性如图4.1.6所示。iD=f(vGS)=C转移特性曲线可以从输出特性曲线上获得。3.主要参数(参阅P162163)第26页/共89页2023/2

9、/1727(1)夹断电压VP 由式(4.1.1)和图4.1.4c知，当vGS0时，vDS VP。但实际测试时，通常令vDS 为某一固定值(例如10V)，使iD等于一个微小的电流(例如50A)时，栅源之间所加的电压称为夹断电压。从物理意义上来说，这时相当 于图4.1.4d中的夹断点延伸到靠近源极，达到全夹断状态。第27页/共89页2023/2/1728考虑到靠近源端纵向电位差接近于零，源端耗尽层两边的电位差可认为是vGS，所以此时有vGSVP。(2)饱和漏电流IDSS 在vGS0的情况下，当vDSIVPI时的漏极电流称为饱和漏电流IDSS。通常令vDS10V，vGS0V时测出的iD就是IDSS。

10、在转移特性上，就是vGS0 时的漏极电流(见图4.1.6a)。第28页/共89页2023/2/1729第29页/共89页2023/2/1730对于JFET来说，IDSS也是管子所能输出的最大电流。(3)最大漏源电压V(BR)DS V(BR)DS是指发生雪崩击穿、iD开始急剧上升时的vDS值。由于加到PN结上的反向偏压与vGS 有关，因此vGS 愈负，V(BR)DS越小。第30页/共89页2023/2/1731(4)最大栅源电压V(BR)GS V(BR)GS 是指输入PN结反向电流开始急剧增加时的vGS值。(5)直流输入电阻RGS 在漏源之间短路的条件下，栅源之间加一定电压时的栅源直流电阻就是直

11、流输入电阻RGS。第31页/共89页2023/2/1732(6)低频互导(跨导)gm 在vDS等于常数时，漏极电流的微变量和引起这个变化的栅源电压的微变量之比称为互导(也称跨导)，即第32页/共89页2023/2/1733互导反映了栅源电压对漏极电流的控制能力。互导gm是表征FET放大能力的一个重要参数，单位为mS或S。gm 一般在十分之几至几mS的范围内，特殊的可达100mS，甚至更高。值得注意的是，互导随管子的工作点不同而变，它是JFET小信号建模的重要参数之一。第33页/共89页2023/2/1734如果手头没有FET的特性曲线，则可利用式(4.1.2)和式(4.1.3)近似估算gm值，

12、即第34页/共89页2023/2/1735(7)输出电阻rd输出电阻rd说明了vDS对iD的影响，是输出特性某一点上切线斜率的倒数。在饱和区(即线性放大区)，iD 随vDS改变很小，因此rd的数值很大，一般在几十千欧到几百千欧之间。第35页/共89页2023/2/1736(8)最大耗散功率PDM JFET的耗散功率等于vDS和iD的乘积，即PDM vDSiD，这些耗散在管子中的功率将变为热能，使管子的温度升高。为了限制它的温度不要升得太高，就要限制它的耗散功率不能超过最大数值PDM。显然，PDM 受管子最高工作温度的限制。第36页/共89页2023/2/1737除了以上参数外，JFET还有噪声

13、系数、高频参数、极间电容等其他参数。JFET的噪声系数很小，可达1.5dB以下。表4.1.1列出了几种典型的N沟道JFET的主要参数。第37页/共89页2023/2/1738 4.2砷化镓金属-半导体场效应管(自学)第38页/共89页2023/2/17394.3金属-氧化物-半导体场效应管(MOSFET)4.3.1N沟道增强型MOSFET1.结构图4.3.1(a)所示，为N沟道增强型MOSFET的剖面示意图。(b)、(c)为电路符号。第39页/共89页2023/2/1740第40页/共89页2023/2/1741第41页/共89页2023/2/17422.工作原理(如图4.3.2所示)a.vG

14、S=0时，无导电沟道(如图4.3.2a)。b.vGSVT时，在绝缘层下方将感应出N型导电沟道(如图4.3.2b)。VT：开启电压-在漏源电压作用下，开始导电时的栅源电压。c.当绝缘层下方感应出N型导电沟道后，在漏源之间加一正向电压，当vDS较小时，iD随着vDS的增大而迅速增大(如图4.3.2c)。转39第42页/共89页2023/2/1743第43页/共89页2023/2/1744第44页/共89页2023/2/1745第45页/共89页2023/2/1746第46页/共89页2023/2/1747d.当vDS较大时，近漏端导电沟道将出现夹断现象，iD趋于饱和。3.特性曲线，如图4.3.3所

15、示。4.参数(自学)5.特点：当vGS0时，没有导电沟道，只有当vGS 0且vGS VT(开启电压)时，才有导电沟道出现，而且随着vGS 的增大，导电沟道变宽。转41第47页/共89页2023/2/1748第48页/共89页2023/2/17494.3.2N沟道耗尽型MOSFETN沟道耗尽型MOSFET与N沟道增强型MOSFET的区别在于在二氧化硅层中掺有大量的正离子，即使在vGS0时，源漏之间旧存在着导电沟道。如图4.3.4所示。4.3.3各种FET的特性比较及使用注意事项(自学)转43第49页/共89页2023/2/1750第50页/共89页2023/2/17514.4FET放大电路4.4

16、.1 FET的直流偏置电路及静态分析1直流偏置电路FET与BJT放大电路比较（1）相同点：都要建立合适的Q点。（2）不同点：FET是电压控制器件，BJT是流控器件。因此它需要有合适的栅极电压。第51页/共89页2023/2/1752通常FET放大电路的偏置形式有两种。现以N沟道耗尽型JFET为例说明如下：(1)自偏压电路 如图4.4.1a所示，和BJT的射极偏置电路相似，通常在源极接入源极电阻R，就可组成自偏压电路。转46第52页/共89页2023/2/1753转61第53页/共89页2023/2/1754考虑到耗尽型FET即使在vGS0时，也有漏源电流流过R，而栅极是经电阻Rg接地的，所以在

17、静态时栅源之间将有负栅压vGS IDR。图中电容C对R起旁路作用，称为源极旁路电容。增强型FET只有栅源电压先达到某个开启电压VT时才有漏极电流ID，因此这类管子不能用于图4.4.1a所示自偏压电路。第54页/共89页2023/2/1755(2)分压器式自偏压电路虽然自偏压电路比较简单，但当静态工作点决定后，VGS和ID就确定了，因而R选择的范围很小。分压器式自偏压电路是在图4.4.1a的基础上加接分压电阻后组成的，如图4.4.1b所示。第55页/共89页2023/2/1756第56页/共89页2023/2/1757漏极电源VDD经分压电阻Rg1和Rg2分压后，通过Rg3供给栅极电压VGRg2

18、VDD/(Rgl+Rg2)，同时漏极电流在源极电阻R上也产生压降VsIDR，因此，静态时加在FET上的栅源电压为:第57页/共89页2023/2/1758这种偏压电路的另一特点是适用于增强型管电路。2静态工作点的确定对FET放大电路的静态分析可以采用图解法或用公式计算，图解的原理和BJT相似。下面讨论用公式进行计算以确定Q点。由式(4.1.2)有：第58页/共89页2023/2/1759分析图4.4.1a和b电路有：第59页/共89页2023/2/1760故确定Q点时：对图4.4.1a，可联立求解式(4.1.2)和式(4.4.1)；对图4.4.1b，可联立求解式(4.1.2)和式(4.4.2)

19、。第60页/共89页2023/2/1761例4.4.1 电路参数如图4.4.1b所示，Rg1=2M，Rg2=47k，Rdd30k，R=2k，VDD=18V，FET的Vp=一1V，IDSS0.5mA，试确定Q点。解：根据式(4.1.2)和式(4.4.2)有第61页/共89页2023/2/1762第62页/共89页2023/2/1763将上式中vGS的表达式代人iD的表达式，得 iD 0.5mA(1+0.42 iD)2解出iD=(0.95土0.64)mA，而IDSS=0.5mA，iD 不应大于IDSS，所以 iD IDQ0.31mA，vGS VGSQ0.42iD一0.22V，vDSVDSQ=VDD

20、一ID(Rd十R)8.1V。第63页/共89页2023/2/1764如果管子的输出特性和电路参数已知，则可用图解法进行分析。如果管子的输出特性和电路参数已知，则可用图解法进行分析。4.4.2 FET4.4.2 FET放大电路的小信号模型分析法放大电路的小信号模型分析法当输人信号很小，当输人信号很小，FETFET工作在线性放大区工作在线性放大区(即输出特性中的恒流区即输出特性中的恒流区)时，可用小信号时，可用小信号模型来分析。模型来分析。第64页/共89页2023/2/17651 1FET的小信号模型的小信号模型在在4.1节已讨论了节已讨论了FET的互导的互导gm和输出电阻和输出电阻rd。FET

21、还可用第三个小信号参数还可用第三个小信号参数来描来描述，述，称为电压放大系数，它和称为电压放大系数，它和gm、rd 有如下关系：有如下关系：gm rd(4.4.3)第65页/共89页2023/2/1766据此和据此和gm、rd的定义的定义 见式见式(4.1.3)和和(4.1.5)，可导出，可导出是一个无量纲的数，同样可在特性曲线上求出。是一个无量纲的数，同样可在特性曲线上求出。第66页/共89页2023/2/1767如果用如果用 gm 表示电压表示电压 控制的电流源，用控制的电流源，用rd表示电流源电阻，则作为双口有源表示电流源电阻，则作为双口有源器件的器件的FET(图图4.4.2a)，也可导

22、出其小信号模型，如图，也可导出其小信号模型，如图4.4.2b所示。所示。图中，输入电阻图中，输入电阻rgs，是栅源间的电阻，由于，是栅源间的电阻，由于FET为电压控制器件，其值极大。为电压控制器件，其值极大。转71第67页/共89页2023/2/1768第68页/共89页2023/2/1769当当FETFET用在高频或脉冲电路时，极间电容的影响不能忽略，这时用在高频或脉冲电路时，极间电容的影响不能忽略，这时FETFET需用高频模需用高频模型型(图图4.4.2c)c)来表示。来表示。第69页/共89页2023/2/1770第70页/共89页2023/2/17712 2应用小信号模型法分析应用小信

23、号模型法分析FETFET放大电路放大电路如图如图4.4.3a a所示，为所示，为FET共源放大电路。分析步骤和共源放大电路。分析步骤和BJT电路相同。电路相同。图图4.4.3b b为图为图4.4.3a a所示电路的中频小信号模型，图中所示电路的中频小信号模型，图中rd通常在几百千欧的数量通常在几百千欧的数量级，一般负载电阻比级，一般负载电阻比rd小很多，故此时可以认为小很多，故此时可以认为rd开路。开路。第71页/共89页2023/2/1772(1)(1)中频电压增益中频电压增益第72页/共89页2023/2/1773式式(4.4.5)中的负号表示中的负号表示 反相，共源电路属倒相电压放大电路

24、。反相，共源电路属倒相电压放大电路。(2)输入电阻输入电阻Ri=rgs/Rg3+(Rg1/Rg2)通常通常 rgs Rg3+(Rg1/Rg2)故故 Ri Rg3+(Rg1/Rg2)(4.4.6)第73页/共89页2023/2/1774(3)输出电阻输出电阻 RoRd (4.4.7)例例4.4.2 典型的共漏电路典型的共漏电路源极输出器如图源极输出器如图4.4.4a所示，试求其中频电压增所示，试求其中频电压增益益Avm、输入电阻、输入电阻Ri和输出电阻和输出电阻Ro。解：图解：图4.4.4a的中频小信号等效电路如图的中频小信号等效电路如图4.4.4b所示。所示。(1)中频电压增益中频电压增益转7

25、9第74页/共89页2023/2/1775第75页/共89页2023/2/1776第76页/共89页2023/2/1777 由图由图4.4.4b b可知可知第77页/共89页2023/2/1778可见，当可见，当gm(R/RL)1)1时，时，1 1，共漏极电路属电压跟随器。和射极，共漏极电路属电压跟随器。和射极输出器的输出器的 式式(3.5.3)相比，可知相比，可知FET的的gm相当于相当于BJT的的(1+)rberbe。(2)(2)输入电阻输入电阻RiRg3+(Rg1/Rg2)(4.4.9)(4.4.9)第78页/共89页2023/2/1779(3)(3)输出电阻令V Vs s0 0，保留其

26、内阻R Rs s，将R RL L 开路，在输出端加一测试电压V VT T，由此可画出求共漏电路输出电阻R Ro o的电路，如图4.4.54.4.5所示。由图有：第79页/共89页2023/2/1780第80页/共89页2023/2/1781第81页/共89页2023/2/1782即共漏电路的输出电阻即共漏电路的输出电阻Ro等于源极等于源极电阻电阻R和跨导的倒数和跨导的倒数1/gm相并联，所以相并联，所以输出电阻输出电阻Ro 较小。较小。第82页/共89页2023/2/17833三种基本放大电路的性能比较前面分析了共源极电路和共漏极电路，与BJT的共基极电路对应的，FET放大电路也有共栅极电路。

27、FET的三种基本放大电路的性能如表4.4.1所示。第83页/共89页2023/2/1784第84页/共89页2023/2/1785最后还应指出，FET放大电路中的FET都工作于输出特性的线性放大区。如果使其工作于可变电阻区，那么FET可用作压控可变电阻。这时对应于一定的栅源电压vGS，则FET的漏源之间呈现相应的电阻 当vGS 发生变化，输出特性的斜率就改变，因此管子呈现的电阻也就跟着发生变化。关于FET用作可变电阻等的详细讨论，可参阅有关文献。第85页/共89页2023/2/17864.5各种放大器件电路性能比较参阅表4.5.1。第86页/共89页2023/2/1787第87页/共89页2023/2/1788作业：4.4.4，4.4.5第88页/共89页2023/2/17第四章89感谢您的观看！第89页/共89页