振荡电路分析及应用.pptx

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1、 2.自激振荡形成的条件 可以借助图.所示的方框图来分析正弦波振荡形成的条件。图 7.2 振荡电路的方框图 第1页/共78页 由此可见,自激振荡形成的基本条件是反馈信号与 输入信号大小相等、相位相同,即 ,而 可得 (7.1)这包含着两层含义:（）反馈信号与输入信号大小相等,表示 即 （）反馈信号与输入信号相位相同,表示输入信号经过放大电路产生的相移A和反馈网络的相移F之和为0,2,4,2n,即（7.2）第2页/共78页 A+F=2n(n=0,1,2,3,)（7.3）称为相位平衡条件。图 7.3 自激振荡的起振波形 第3页/共78页 .正弦波振荡的形成过程 放大电路在接通电源的瞬间,随着电源电

2、压由零开始的突然增大,电路受到扰动,在放大器的输入端产生一个微弱的扰动电压ui,经放大器放大、正反馈,再放大、再反馈,如此反复循环,输出信号的幅度很快增加。这个扰动电压包括从低频到甚高频的各种频率的谐波成分。为了能得到我们所需要频率的正弦波信号,必须增加选频网络,只有在选频网络中心频率上的信号能通过,其他频率的信号被抑制,在输出端就会得到如图7.3的ab段所示的起振波形。第4页/共78页 那么,振荡电路在起振以后,振荡幅度会不会无休止地增长下去了呢？这就需要增加稳幅环节,当振荡电路的输出达到一定幅度后,稳幅环节就会使输出减小,维持一个相对稳定的稳幅振荡,如图7.3的bc段所示。也就是说,在振荡

3、建立的初期,必须使反馈信号大于原输入信号,反馈信号一次比一次大,才能使振荡幅度逐渐增大;当振荡建立后,还必须使反馈信号等于原输入信号,才能使建立的振荡得以维持下去。第5页/共78页 由上述分析可知,起振条件应为 稳幅后的幅度平衡条件为（7.4）.振荡电路的组成要形成振荡,电路中必须包含以下组成部分:放大器;正反馈网络;选频网络;稳幅环节。第6页/共78页 根据选频网络组成元件的不同,正弦波振荡电路通常分为振荡电路,振荡电路和石英晶体振荡电路。正弦波振荡电路 RC正弦波振荡电路结构简单,性能可靠,用来产生几兆赫兹以下的低频信号,常用的RC振荡电路有RC桥式振荡电路和移相式振荡电路。1.RC桥式振

4、荡电路 1）RC串并联网络的选频特性 RC串并联网络由R2和C2并联后与R1和C1串联组成,如图7.4所示。第7页/共78页 图 7.4 RC串并联网络 第8页/共78页 设R1、C1的串联阻抗用Z1表示,R2和C2的并联阻抗 用Z2表示,那么 输出电压 与输入电压 之比为RC串并联网络传输系数,记为 ,则第9页/共78页在实际电路中取C1=C2=C,R1=R2=R,则上式可简化为其模值 相角 第10页/共78页 将f0 的表达式代入模值和相角的表达式,并将角频 率变换为由频率f表示,则 令 即 第11页/共78页 根据上式可作出RC串并联网络频率特性如图7.5所示。图 7.5 RC串并联网络

5、的频率特性 第12页/共78页 当 f=f0时,电 压 传 输 系 数 最 大,其 值 为:F=1/3,相角为零,即F=0。此时,输出电压与输入电压同相位。当ff0时,F3的要求。其中,1、2和R2是实现自动稳幅的限幅电路。（7.5）2RC移相式振荡电路 电路如图7.7所示,图中反馈网络由三节RC移相电路构成。第16页/共78页 图 7.7 RC超前型移相式振荡电路 第17页/共78页 由于集成运算放大器的相移为180,为满足振荡的相位平衡条件,要求反馈网络对某一频率的信号再移相180,图7.7中RC构成超前相移网络。正如所知,一节RC电路的最大相移为90,不能满足振荡的相位条件;二节RC电路

6、的最大相移可以达到180,但当相移等于180时,输出电压已接近于零,故不能满足起振的幅度条件。为此,在图7.7所示的电路中,采用三节RC超前相移网络,三节相移网络对不同频率的信号所产生的相移是不同的,但其中总有某一个频率的信号,通过此相移网络产生的相移刚好为180,满足相位平衡条件而产生振荡,该频率即为振荡频率f0。第18页/共78页 RC移相式振荡电路具有结构简单、经济方便等优点。其缺点是选频性能较差,频率调节不方便,由于输出幅度不够稳定,输出波形较差,一般只用于振荡频率固定、稳定性要求不高的场合。振幅起振条件为（7.6）（7.7）第19页/共78页 振荡电路 LC振荡电路分为变压器反馈式L

7、C振荡电路、电感反馈式LC振荡电路、电容反馈式LC振荡电路,用来产生几兆赫兹以上的高频信号。1.变压器反馈式LC振荡电路 ）电路组成 变压器反馈式LC振荡电路如图7.8所示。第20页/共78页 图 7.8 变压器反馈式LC正弦波振荡电路第21页/共78页 ）振荡条件 （1）相位平衡条件。为了满足相位平衡条件,变压器初次级之间的同名端必须正确连接。电路振荡时,f=f0,LC回路的谐振阻抗是纯电阻性,由图中L1及L2同名端可知,反馈信号与输出电压极性相反,即F=180。于是A+F=360,保证了电路的正反馈,满足振荡的相位平衡条件。对频率ff0的信号,LC回路的阻抗不是纯阻抗,而是感性或容性阻抗。

8、此时,LC回路对信号会产生附加第22页/共78页 相移,造成F180,那A+F360,不能满足相位平衡条件,电路也不可能产生振荡。由此可见,LC振荡电路只有在f=f0这个频率上,才有可能振荡。（2）幅度条件。为了满足幅度条件AF1,对晶体管的值有一定要求。一般只要值较大,就能满足振幅平衡条件。反馈线圈匝数越多,耦合越强,电路越容易起振。（7.8）第23页/共78页 4）电路优缺点 (1)易起振,输出电压较大。由于采用变压器耦合,易满足阻抗匹配的要求。(2)调频方便。一般在LC回路中采用接入可变电容器的方法来实现,调频范围较宽,工作频率通常在几兆赫左右。(3)输出波形不理想。由于反馈电压取自电感

9、两端,它对高次谐波的阻抗大,反馈也强,因此在输出波形中含有较多高次谐波成分。2.电感反馈式LC振荡电路 1)如图7.9所示是电感反馈式LC振荡电路,又称 哈特莱振荡电路。第24页/共78页 图 7.9 电感反馈式LC振荡电路 第25页/共78页 ）振荡条件分析 （1）相位条件。设基极瞬时极性为正,由于放大器的倒相作用,集电极电位为负,与基极相位相反,则电感的端为负,2端为公共端,端为正,各瞬时极性如图7.9所示。反馈电压由1端引至三极管的基极,故为正反馈,满足相位平衡条件。（2）幅度条件。从图7.9可以看出反馈电压是取自电感L2两端,加到晶体管b、e间的。所以改变线圈抽头的位置,即改变L2的大

10、小,就可调节反馈电压的大小。当满足|1的条件时,电路便可起振。第26页/共78页 上式中,L1+L2+2M为LC回路的总电感,M为L1与L2 间的互感耦合系数。4）电路优缺点 (1)由于L1和L2之间耦合很紧,故电路易起振,输出幅度大。(2)调频方便,电容C若采用可变电容器,就能获得较大的频率调节范围。3）振荡频率（7.9）第27页/共78页 (3)由于反馈电压取自电感L2两端,它对高次谐波的阻抗大,反馈也强,因此在输出波形中含有较多高次谐波成分,输出波形不理想。3 电容反馈式振荡电路 电容反馈式LC振荡电路又称为考毕兹振荡电路，如图 7.10 所示。第28页/共78页 图 7.10 电容反馈

11、式振荡电路 第29页/共78页 1）相位条件 与分析电感反馈式振荡电路相位条件的方法相同,该电路也满足相位平衡条件。2）幅度条件 由图7.10的电路可看出,反馈电压取自电容C2两端,所以适当地选择C1、C2的数值,并使放大器有足够的放大量,电路便可起振。3）振荡频率 振荡频率为 （7.10）第30页/共78页 是谐振回路的总电容。4）电路优缺点 容易起振,振荡频率高,可达100 MHz以上。输出波形较好,这是由于C2对高次谐波的阻抗小,反馈电压中的谐波成分少,故振荡波形较好。但调节频率不方便。因为C1、C2的大小既与振荡频率有关,也与反馈量有关。改变C1（或C2）时会影响反馈系数,从而影响反馈

12、电压的大小,造成电路工作性能不稳定。其中 第31页/共78页 *.串联改进型电容反馈式LC振荡电路 串联改进型电容反馈式LC振荡电路又称克拉泼振荡电路,如图7.11所示。其中C表示回路总电容（7.11）（7.12）当CC1,C3C2时,CC3。第32页/共78页 图 7.11 克拉泼振荡电路 第33页/共78页 晶体振荡电路 1.石英晶体的谐振特性与等效电路 石英晶体谐振器是晶振电路的核心元件,其结构和外形如图7.12所示。石英晶体谐振 器是从一块石英晶体上按确定的方位角切下的薄片,这种晶片可以是正方形、矩形或圆形、音叉形的,然后将晶片的两个对应表面上涂敷银层,并装上一对金属板,接出引线,封装

13、于金属壳内。第34页/共78页 为什么石英晶体能作为一个谐振回路,而且具有极高的频率稳定度呢？这要从石英晶体的固有特性来进行分析。物理学的研究表明,当石英晶体受到交变电场作用时,即在两极板上加以交流电压,石英晶体便会产生机械振动。反过来,若对石英晶体施加周期性机械力,使其发生振动,则又会在晶体表面出现相应的交变电场和电荷,即在极板上有交变电压。当外加电场的频率等于晶体的固有频率时,便会产生“机电共振”,振幅明显加大,这种现象称为压电谐振。它与LC回路的谐振现象十分相似。第35页/共78页 图 7.12石英晶体谐振器(a)石英晶体振荡器；(b)外形图 第36页/共78页 压电谐振的固有频率与石英

14、晶体的外形尺寸及切割方式有关。从电路上分析,石英晶体可以等效为一个LC电路,把它接到振荡器上便可作为选频环节应用。图7.13为石英晶体在电路中的符号和等效电路。图 7.13石英晶体的符号和 等效电路 (a)符号；(b)等效电路 第37页/共78页 图7.14为石英晶体谐振器的电抗-频率特性。由图7.14可知,它具有两个谐振频率,一个是L、C、R支路发生串联谐振时的串联谐振频率fs,另一个是L、C、R支路与C0支路发生并联谐振时的并联谐振频率fp,由图 7.13 等效电路得（7.13）（7.14）第38页/共78页 图7.14 石英晶体的电抗频率特性 第39页/共78页 2 石英晶体振荡电路 石

15、英晶体振荡器可以归结为两类,一类称为并联型,另一类称为串联型。前者的振荡频率接近于fp,后者的振荡频率接近于fs,分别介绍如下。图7.15所示为并联型石英晶体振荡器。当f0在 fs fp的窄小的频率范围内时,晶体在电路中起一个电感作用,它与C1、C2组成电容反馈式振荡电路。第40页/共78页 图 7.15 并联型石英晶体振荡电路 第41页/共78页 可见,电路的谐振频率f0应略高于fs,C1、C2对f0的影响很小,电路的振荡频率由石英晶体决定,改变C1、C2的值可以在很小的范围内微调f0。图7.16所示为串联型石英晶体振荡电路。第42页/共78页 图 7.16 串联型石英晶体振荡电路 第43页

16、/共78页7.27.2 非正弦信号发生器 矩形波发生器 图7.17(a)是一种能产生矩形波的基本电路,也称为方波振荡器。由图可见,它是在滞回比较器的基础上,增加一条RC充、放电负反馈支路构成的。1.工作原理 在图7.17（a）中,电容上的电压加在集成运放的反相端,集成运放工作在非线性区,输出只有两个值:+Uz和-Uz。设在刚接通电源时,电容上的电压为零,输出为正饱和电压+Uz,同相端的电压为第44页/共78页 电容C在输出电压+Uz的作用下开始充电,充电电流 i经过电阻Rf,如图7.17（a）的实线所示。当充电电压uC升至 值时,由于运放输入端uu,于是电路翻转,输出电压由+Uz值翻至Uz,同

17、相端电压变为第45页/共78页第46页/共78页 图 7.17 矩形波发生电路及其波形 第47页/共78页 电容C开始放电,uC开始下降,放电电流iC如图（a）中虚线所示。当电容电压uC降至值时,由于u0时,uo1z;当uI1,因此外接电容C放电,uC随时间线性下降。第61页/共78页 当uC下降到uC（UCC+UEE）/3时,比较器输出发生跳变,使触发器输出端又由高电平变为低电平,I2再次断开,I1再次向C充电,uC又随时间线性上升。如此周而复始,产生振荡。外接电容C交替地从一个电流源充电后向另一个电流源放电,就会在电容C的两端产生三角波并输出到脚3。该三角波经电压跟随器缓冲后,一路经正弦波

18、变换器变成正弦波后由脚2 输出,另一路通过比较器和触发器,并经过反向器缓冲,由脚 9 输出方波。图 7.22 为 8038的外部引脚排列图。第62页/共78页图 7.22 8038的外部引脚排列图 第63页/共78页 .8038 的典型应用 利用8038构成的函数发生器如图7.23所示,其振荡频率由电位器RP1滑动触点的位置、C的容量、RA和RB的阻值决定,图中C1为高频旁路电容,用以消除 8 脚的寄生交流电压,RP2为方波占空比和正弦波失真度调节电位器,当RP2位于中间时,可输出方波。第64页/共78页图7.23 8038 的典型应用 第65页/共78页*7.4 压控振荡器 1.电路组成 压

19、控振荡器如图7.24所示,该电路的输入控制电压为直流电压。A1为差动积分电路,积分电压由控制电压UI提供,积分方向由场效应管V来改变;A2为滞回比较器,它的输出控制着场效应管的导通和截止。第66页/共78页 图 7.24 压控振荡器 第67页/共78页 2.工作原理 设滞回比较器A2的输出电压为负饱和电压Uom,此值一方面使比较器的同相端电压为下门限电压,即 另一方面通过隔离二极管V2将比较大的负电压加在了场效应管的栅极,使场效应管进入夹断区而截止,此时,积分电路可等效为图7.25(a)。第68页/共78页 图7.25积分电流的流向 (a)FET截止；(b)FET导通 第69页/共78页 由图

20、可以看出,u+=UI/2,根据“虚短”的概念,u-=u+=UI/2,再根据“虚断”的概念,电容器上的充电电流为 由于输入电压UI为直流电压,因此电容器C为恒流充电,电容器C上的电压直线上升,而A1的输出电压uo1直线下降,当uo1降至 （7.17）第70页/共78页 时,比较器A2翻转为+Uom。比较器A2的输出电压+Uom,一方面使比较器的同相端电压为上门限电压,即 另一方面使隔离二极管V2截止,此时,场效应管因栅源电压为零而饱和导通,其积分电路可等效为图 7.25（b）。由图可知第71页/共78页 式（7.18）中的负号说明实际电容器上的电流与标定方向相反。电容以UI/(4R)的电流大小放

21、电,uC直线下降,uo1直线上升,当uo1升至 根据基尔霍夫定律:,那么（7.18）时,比较器A2翻转为-Uom,场效应管又截止,电容器开始充电,周而复始,会产生如图7.26所示波形。第72页/共78页图 7.26 压控振荡器波形 第73页/共78页 由上述分析可知,该电路是利用比较器输出端的高低电平控制场效应管的通断状态的,保证积分器以同样大小的恒定电流充放电,使三角波上升、下降的时间相等。.振荡频率 通过以上的分析可知,差动积分电路的输出电压uo1是三角波电压,由于电容器上的充放电电流受到电压的控制,所以三角波的振荡频率也受外加电压的控制。由电容器的充电电流表达式第74页/共78页 在图7.24的压控振荡器电路中,电容器为恒流充电,充电电流用表示,那么电容器上的充电速率为得电容器上的充电速率为 又由式（7.18）可知,电容器也是以恒流放电,其放电的速率仍为第75页/共78页 由图可看出:积分器A1的输出三角波电压的峰峰值为UP-PUTH1-UTH2,三角波的斜率即为电容器的充（放）电的速率,由此可以计算出积分器的输出电压三角波的上升时间为三角波的周期应等于的倍,即（7.19）第76页/共78页将IC=UI/(4R)代入式（7.19）得 由式（7.20）可知,压控振荡器的振荡频率f与控制电压UI成正比。（7.20）第77页/共78页感谢您的观看！第78页/共78页