有限长单位冲激响应FIR滤波器的设计方法.pptx

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1、FIR数字滤波器的特点(与IIR数字滤波器比较)：优点：（1）很容易获得严格的线性相位，避免被处理 的信号产生相位失真，这一特点在宽频带信 号处理、阵列信号处理、数据传输等系统中 非常重要；（2）可得到多带幅频特性；（3）极点全部在原点（永远稳定），无稳定性问 题；（4）任何一个非因果的有限长序列，总可以通过一 定的延时，转变为因果序列，所以因果性总是 满足；（5）无反馈运算，运算误差小。第1页/共92页缺点：（1）因为无极点，要获得好的过渡带特性，需以较 高的阶数为代价；（2）无法利用模拟滤波器的设计结果，一般无解 析设计公式，要借助计算机辅助设计程序完成。第2页/共92页7.2 线性相位F

2、IR滤波器的特点 如果FIR数字滤波器的单位脉冲响应h(n)是实数序列，而且满足偶对称或奇对称的条件，即则滤波器就具有严格的线性相位特点。第3页/共92页一、线性相位特性 (1)h(n)偶对称的情况:h(n)=h(N-1-n)0nN-1其系统函数为：将m=N-1-n代入第4页/共92页即上式进一步写成：第5页/共92页滤波器的频率响应为 可以看到，上式的以内全部是标量，如果将频率响应用相位函数()及幅度函数H()表示 第6页/共92页那么有：幅度函数H()是标量函数，可以包括正值、负值和零，而且是的偶对称函数和周期函数;而|H(ej)|取值大于等于零,两者在某些值上相位相差。相位函数()具有严

3、格的线性相位，如图7-3所示。第7页/共92页图7-3.h(n)偶对称时的线性相位特性 第8页/共92页数字滤波器的群延迟()定义为式中，grd(groupdelay)为群延迟函数。由上式可知，当h(n)满足偶对称时，FIR数字滤波器具有(N-1)/2个采样的延时，它等于单位脉冲响应h(n)长度的一半。也就是说，FIR数字滤波器的输出响应整体相对于输入延时了(N-1)/2个采样周期。第9页/共92页其系统函数为因此 H(z)=-z-(N-1)H(z-1)h(n)=-h(N-1-n)0nN-1h(n)奇对称的情况:第10页/共92页同样可以改写成 第11页/共92页其频率响应为 所以有:第12页

4、/共92页幅度函数H()可以包括正值、负值和零，而且是的奇对称函数和周期函数。相位函数既是线性相位，又包括/2的相移，如图7-4所示。可以看出，当h(n)为奇对称时，FIR滤波器不仅有(N-1)/2 个采样的延时，还产生一个90的相移。这种使所有频率的相移皆为90的网络，称为移相器，或称正交变换网络。它和理想低通滤波器、理想微分器一样，有着极重要的理论和实际意义。当h(n)为奇对称时，FIR滤波器将是一个具有准确的线性相位的正交变换网络。第13页/共92页图7-4 h(n)奇对称时的90o线性相位特性 第14页/共92页二、幅度响应特性1.第一种类型：h(n)为偶对称，N为奇数 h(n)偶对称

5、的幅度函数式为：可以看出，不但h(n)对于(N-1)/2呈偶对称，而且也对(N-1)/2呈偶对称，即:第15页/共92页将内两两相等的项合并，幅度函数就可以表示为 令，则上式可改写为：第16页/共92页可表示为 式中:n=1,2,3,(N-1)/2由于cos(n)项对于=0,2皆为偶对称，因此幅度函数H()对于=0,，2也呈偶对称。第17页/共92页2.第二种类型：h(n)为偶对称，N为偶数令，代入上式可得因此由于N为偶数，因此式中无单独项，全部可以两两合并得第18页/共92页式中:n=1,2,3,N/2当=时，余弦项对=呈奇对称，因此H()=0，即H(z)在z=ej=-1处必然有一个零点，而

6、且H()对=呈奇对称。当=0或2时，或-1，余弦项对=0,2为偶对称，幅度函数H()对于=0,2也呈偶对称。如果数字滤波器在=处不为零，例如高通滤波器、带阻滤波器，则不能用这类数字滤波器来设计。第19页/共92页3.第三种类型：h(n)为奇对称，N为奇数 h(n)奇对称的幅度函数式如下：由于h(n)对于(N-1)/2呈奇对称，即h(n)=-h(N-1-n)，当n=(N-1)/2时，因此，,即h(n)奇对称时，中间项一定为零。此外，式中，也对(N-1)/2呈奇对称。第20页/共92页因此，在中第n项和第(N-1-n)项是相等的，将这两两相等的项合并，即第21页/共92页令，则上式可改写为即式中:

7、n=1,2,3,(N-1)/2第22页/共92页由于sin(n)在=0,2处都为零，并对这些点呈奇对称，因此幅度函数H()在=0,2处为零，即H(z)在z=1上都有零点，且H()对于=0,2也呈奇对称。如果数字滤波器在=0,2处不为零，例如低通滤波器、高通滤波器、带阻滤波器，则不能用这类数字滤波器来设计，除非不考虑这些频率点上的值。第23页/共92页4.第四种类型：h(n)为奇对称，N为偶数令，则有由于N为偶数，因此式中无单独项，全部可以两两合并得第24页/共92页因此式中:当=0,2时，且对=0,2呈奇对称，因此H()在=0,2处为零，即H(z)在z=1处有一个零点，且H()对=0,2也呈奇

8、对称。第25页/共92页当=时，或1，则对=呈偶对称，幅度函数H()对于=也呈偶对称。如果数字滤波器在=0,2处不为零，例如低通滤波器、带阻滤波器，则不能用这类数字滤波器来设计。上述四种线性相位FIR滤波器的特性示于表7-1中。第26页/共92页表7-1四种线性相位FIR滤波器特性第27页/共92页表7-1四种线性相位FIR滤波器特性第28页/共92页三、线性相位FIR滤波器的零点位置线性相位FIR滤波器的系统函数为：H(z)=z-(N-1)H(z-1)因此，若z=zi是H(z)的零点，即H(zi)=0，则z=1/zi=zi-1也一定是H(z)的零点，(H(zi-1)=zi(N-1)H(zi)

9、=0）当h(n)是实数时，H(z)的零点必成共轭对出现，所以z=zi*及z=(z*i)-1也一定是H(z)的零点，因而线性相位FIR滤波器的零点必是互为倒数的共轭对。这种互为倒数的共轭对有四种可能性：第29页/共92页图7-5线性相位FIR滤波器的零点位置图第30页/共92页由幅度响应的讨论可知，第二种类型的线性相位滤波器H()=0，因此必然有单根z=-1。第四种类型的线性相位滤波器H(0)=0,因此必然有单根z=1。第三种类型的线性相位滤波器H(0)=H(）=0，因此必然有两种单根z=1。了解了线性相位FIR滤波器的特点，便可根据实际需要选择合适类型的FIR滤波器，同时设计时需遵循有关的约束

10、条件。下面讨论线性相位FIR滤波器的设计方法时，都要用到这些特点。第31页/共92页如果希望得到的滤波器的理想频率响应为:窗口设计法（时域逼近）频率采样法（频域逼近）最优化设计（等波纹逼近）那么FIR滤波器的设计就在于寻找一个传递函数去逼近,逼近方法有三种：第32页/共92页7.3用窗函数法设计FIR滤波器一、设计方法窗函数法是设计FIR数字滤波器最简单的方法。这种方法一般是先给定所要求的理想滤波器的频率响应，要求设计一个FIR滤波器频率响应,去逼近理想的频率响应 。因此，必须首先由理想频率响应 的傅里叶反变换推导出对应的单位脉冲响应:窗函数法设计FIR数字滤波器是在时域进行的,从单位脉冲响应

11、序列着手，使h(n)逼近理想的单位脉冲响应序列hd(n)。（7-36）第33页/共92页由于许多理想化的系统均用分段恒定的或分段函数表示的频率响应来定义，因此hd(n)一定是无限长的序列，且是非因果的。而我们要设计的是FIR滤波器，其h(n)必定是有限长的，所以要用有限长的h(n)来逼近无限长的hd(n)，最简单且最有效的方法是截断hd(n)0nN-1其他第34页/共92页式中如果采用简单截取，则窗函数为矩形窗。0nN-1其他矩形窗 通常，我们可以把h(n)表示为所需单位脉冲响应与一个有限长的窗口函数序列w(n)的乘积，即h(n)=hd(n)w(n)的波形如下图所示：第35页/共92页相应的单

12、位脉冲响应为：hd(n)是一个中心点在的偶对称、无限长、非因果序列，为了构造一个长度为N的线性相位滤波器，只有将hd(n)截取一段，并保证截取的一段对(N-1)/2对称，故中心点a必须取a=(N-1)/2。|cc2/N，H(0)实际上近似等于WR()的全部积分（=-到=+）面积。第43页/共92页（2）=c时的响应H(c)，Hd()刚好与WR(-)的一半重叠，如图(c)。因此卷积值刚好是H(0)的一半，即H(c)/H(0)=1/2，如图（f）。第44页/共92页(4)当 时，主瓣全部在通带外都在Hd()的通带（|c）之外，而通带内的旁瓣负的面积大于正的面积，因而卷积结果达到最负值，频响出现负肩

13、峰。(3)当时，的主瓣全部在的通带内，这时应出现正的肩峰。第45页/共92页(6)当时，的右边旁瓣将进入的通带，右边旁瓣的起伏造成值围绕值而波动。(5)当时，随增加，左边旁瓣的起伏部分扫过通带，卷积也随着的旁瓣在通带内的面积变化而变化，故将围绕着零值而波动。第46页/共92页综上所述，加窗函数处理后，对理想频率响应产生以下几点影响：（1）H()将Hd()在截止频率处的间断点变成了连续曲线，使理想频率特性不连续点处边沿加宽，形成一个过渡带，过渡带的宽度等于窗的频率响应WR()的主瓣宽度=4/N，即正肩峰与负肩峰的间隔为4/N。窗函数的主瓣越宽，过渡带也越宽。（2）在截止频率c的两边即=c(2/N

14、)的地方，H()出现最大的肩峰值，肩峰的两侧形成起伏振荡，其振荡幅度取决于旁瓣的相对幅度，而振荡的多少，则取决于旁瓣的多少。第47页/共92页（3）改变N，只能改变窗谱函数的主瓣宽度，改变的坐标比例以及改变WR()的绝对值大小。例如，在矩形窗情况下，式中，x=N/2。当截取长度N增加时，只会减小过渡带宽度（4/N），但不能改变主瓣与旁瓣幅值的相对比例;同样，也不会改变肩峰的相对值。这个相对比例是由窗函数形状决定的，与N无关。换句话说，增加截取窗函数的长度N只能相应的减少过渡带，而不能改变肩峰值。第48页/共92页由于肩峰值的大小直接影响通带特性和阻带衰减，所以对滤波器的性能影响较大。例如,在矩

15、形窗情况下，最大相对肩峰值为8.95%，N增加时，2/N减小，起伏振荡变密，最大相对肩峰值则总是8.95%，这种现象称为吉布斯效应。第49页/共92页二、各种窗函数矩形窗截断造成的肩峰值为8.95%，则阻带最小衰减为20lg(8.95%)=-21dB,这个衰减量在工程上常常是不够大的。为了加大阻带衰减，只能改变窗函数的形状。只有当窗谱逼近冲激函数时，也就是绝大部分能量集中于频谱中点时，H()才会逼近Hd()。这相当于窗的宽度为无限长，等于不加窗口截断，这没有实际意义。从以上讨论中看出，窗函数序列的形状及长度的选择很关键，一般希望窗函数满足两项要求：第50页/共92页（1）窗谱主瓣尽可能地窄，以

16、获取较陡的过渡带。（2）尽量减少窗谱的最大旁瓣的相对幅度。也就是能量尽量集中于主瓣，这样使肩峰和波纹减小，就可增大阻带的衰减。但是这两项要求是不能同时都满足的。当选用主瓣宽度较窄时，虽然得到较陡的过渡带，但通带和阻带的波动明显增加；当选用最小的旁瓣幅度时，虽能得到平坦的幅度响应和较小的阻带波纹，但过渡带加宽，也即主瓣会加宽。因此,实际所选用的窗函数往往是它们的折衷。在保证主瓣宽度达到一定要求的前提下，适当牺牲主瓣宽度以换取相对旁瓣的抑制。以上是从幅频特性的改善对窗函数提出的要求。实际上设计的FIR滤波器往往要求具有线性相位，第51页/共92页h(n)=hd(n)w(n)因此，除了要求hd(n)

17、满足线性相位条件外，对w(n)也要求长度N有限，且以(N-1)/2为其对称中心，即w(n)=w(N-1-n)综上所述，窗函数不仅起截断作用，还能起平滑作用，在很多领域都得到广泛应用。因此,设计一个特性良好的窗函数有着重要的实际意义。设计FIR滤波器常用的窗函数有：第52页/共92页1.矩形窗0nN-1其他第53页/共92页2.三角形（Bartlett）窗w(n)的傅里叶变换为近似结果在N1时成立。此时，主瓣宽度为8/N,比矩形窗主瓣宽度增加一倍，但旁瓣却小很多。第54页/共92页3.汉宁（Hanning）窗汉宁窗又称升余弦窗。利用傅里叶变换特性，可得第55页/共92页当N1时，N-1N,所以窗

18、函数的幅频函数为这三部分之和，使旁瓣互相抵消，能量更集中在主瓣，但是代价是主瓣宽度比矩形窗的主瓣宽度增加一倍，即为8/N。第56页/共92页4.海明（Hamming）窗海明窗又称改进的升余弦窗。把升余弦窗加以改进，可以得到旁瓣更小的效果，窗形式为w(n)的频率响应的幅度特性为与汉宁窗相比，主瓣宽度相同，为8/N，但旁瓣又被进一步压低，结果可将99.963%的能量集中在窗谱的主瓣内。第57页/共92页5.布拉克曼（Blackman）窗布拉克曼窗又称二阶升余弦窗。为了进一步抑制旁瓣，对升余弦窗函数再加上一个二次谐波的余弦分量，变成布拉克曼窗，故又称二阶升余弦窗。w(n)的频率响应的幅度特性为主瓣宽

19、度是矩形窗的主瓣宽度的3倍（12/N）第58页/共92页图7-10五种常用的窗函数第59页/共92页图7-11图7-10的各种窗函数的傅里叶变换（N=51），A=20lg|W()/W(0)|(a)矩形窗;(b)巴特利特窗（三角形窗）;(c)汉宁窗;(d)海明窗;(e)布拉克曼窗第60页/共92页图7-12理想低通滤波器加窗后的幅度响应（N=51）,A=20lg|H()/H(0)|(a)矩形窗;(b)巴特利特窗（三角形窗）;(c)汉宁窗;(d)海明窗;(e)布拉克曼窗第61页/共92页6.凯塞（Kaiser）窗这是一种适应性较强的窗，其窗函数的表示式为0nN-1式中，I0(x)是第一类变形零阶贝

20、塞尔函数，是一个可自由选择的参数。图7-13 凯塞窗函数 第62页/共92页表7-2凯塞窗的性能第63页/共92页表7-3 六种窗函数基本参数的比较第64页/共92页下面将窗函数法的设计步骤归纳如下：（1）给定希望逼近的频率响应函数Hd(ej)。（2）利用式（7-36）求单位脉冲响应hd(n)=IDTFTHd(ej)。如果Hd(ej)很复杂或不能直接计算积分，则必须用求和代替积分，以便在计算机上计算，也就是要计算离散傅里叶反变换，一般都采用FFT来计算。将积分限分成M段，也就是令采样频率为k=2k/M，k=0,1,2,M-1，则有第65页/共92页频域的采样，造成时域序列的周期延拓，延拓周期是

21、M，即由于hd(n)有可能是无限长的序列，因此严格说，必须当M时，h(n)才能等于 hd(n)而不产生混叠现象，即 。实际上，由于hd(n)随n的增加衰减很快，一般只要M足够大，即MN，近似就足够了。第66页/共92页（3）由过渡带宽及阻带最小衰减的要求，可选定窗形状，并估计窗口长度N。设待求滤波器的过渡带用表示，它近似等于窗函数主瓣宽度。因过渡带近似与窗口长度成反比，NA/，A决定于窗口形式。例如，矩形窗A=4，海明窗A=8等，A参数选择参考表7-3。按照过渡带及阻带衰减情况，选择窗函数形式。原则是在保证阻带衰减满足要求的情况下，尽量选择主瓣窄的窗函数。（4）求得所设计的FIR滤波器的单位脉

22、冲响应。h(n)=hd(n)w(n)0nN-1第67页/共92页（5）由h(n)求FIR滤波器的系统函数H(z)或H(ej)=DTFTh(n)检查是否满足设计要求。通常整个设计过程可利用计算机编程来实现，可多选择几种窗函数来试探，从而设计出性能良好的FIR滤波器。第68页/共92页例7-1：根据下列技术指标，设计一个FIR低通滤波器。通带截止频率p=0.2，通带允许波动1=0.25dB；阻带截止频率st=0.3，阻带衰减2=50dB。解查表7-3可知，海明窗和布拉克曼窗均可提供大于50dB的衰减。但海明窗具有较小的过渡带从而具有较小的长度N。根据题意，所要设计的滤波器的过渡带为由表7-3可知，

23、利用海明窗设计的滤波器的过渡带宽=8/N，所以低通滤波器单位脉冲响应的长度为第69页/共92页3dB通带截止频率为由式（7-39）可知，理想低通滤波器的单位脉冲响应为海明窗为第70页/共92页则所设计的滤波器的单位脉冲响应为N=80所设计的滤波器的频率响应为利用计算机编程实现，结果如下图所示。(a)是理想低通滤波器的单位脉冲响应hd(n);(b)是海明窗函数;(c)是实际低通滤波器的单位脉冲响应h(n);(d)是实际低通滤波器的幅频特性|H(ej)|，以dB为单位。滤波器长N=80，实际阻带衰减为As=53dB，通带波动为Ap=0.0316dB，均满足设计要求。第71页/共92页例7-A中低通

24、滤波器设计结果第72页/共92页窗口法设计的主要优点是简单，使用方便。窗口函数大多有封闭的公式可循，性能、参数都已有表格、资料可供参考，计算程序简便，所以很实用。缺点是通带和阻带的截止频率不易控制。第73页/共92页工程上，常给定频域上的技术指标，所以采用频域设计更直接。基本思想使所设计的FIR数字滤波器的频率特性在某些离散频率点上的值准确地等于所需（理想）滤波器在这些频率点处的值，在其它频率处的特性则要有较好的逼近。内插公式7.4频率采样设计法确定内插函数:第74页/共92页图 7-16 频率采样的响应 在各频率采样点上，滤波器的实际频率响应是严格地和理想频率响应数值相等的。但是在采样点之间

25、的频响则是由各采样点的加权内插函数的延伸叠加而成的,因而有一定的逼近误差，误差大小取决于理想频率响应曲线形状。第75页/共92页一、线性相位的约束设计线性相位的FIR滤波器，则其采样值H(k)的幅度和相位一定要满足前面所讨论的四类线性相位滤波器的约束条件。（1）对于第一类线性相位滤波器，即h(n)偶对称，长度N为奇数时，（7-91）第76页/共92页第一类线性相位滤波器幅度函数H()关于=0,2为偶对称，即如果采样值H(k)=H(ej2k/N)也用幅值Hk（纯标量）与相角k表示，即并在=02之间等间隔采样N点k=0,1,2,N-1（7-92）第77页/共92页由式（7-91）可知，必须有：由式

26、（7-92）可知，Hk满足偶对称要求：第78页/共92页（2）对于第二类线性相位FIR滤波器，即h(n)偶对称，N为偶数，则其H(ej)的表达式仍为:其幅度函数H()关于=是奇对称的，关于=0,2为偶对称，H()=-H(2-)Hk也应满足奇对称要求：Hk=-HN-k第79页/共92页（3）对于第三类线性相位FIR滤波器，即h(n)奇对称，N为奇数时，H(ej)=H()ej()式中：第三类线性相位滤波器幅度函数H()关于=0,2为奇对称，即这样有：第80页/共92页（4）对于第四类线性相位FIR滤波器，即h(n)奇对称，N为偶数，则其H(ej)的表达式仍为:其幅度函数H()关于=是偶对称的，关于

27、=0,2为奇对称，即所以，这时的Hk也应满足偶对称要求而k则与前面（3）中的相同。第81页/共92页例：设计一个FIR数字低通滤波器，其理想特性为采样点数N=33，要求线性相位。解：能设计低通线性相位数字滤波器的只有1、2两种，因N为奇数，所以只能选择第一种。即h(n)=h(N-1-n)，幅频特性关于偶对称，也即HK偶对称。利用HK的对称性,求2区间的频响采样值。第82页/共92页根据指标要求，在02内有33个取样点，所以第k点对应频率为而截止频率0.5位于之间，所以，k=08时，取样值为1；根据对称性，故k=2532时，取样值也为1，因k=33为下一周期，所以0区间有9个值为1的采样点，2区

28、间有8个值为1的采样点，因此：第83页/共92页将代入内插公式，求H(ej)：考虑到8k25时Hk=0，而其它k时，Hk=1,则第84页/共92页第85页/共92页第86页/共92页从图上可以看出，其过渡带宽为一个频率采样间隔2/33，而最小阻带衰减略小于20dB。对大多数应用场合，阻带衰减如此小的滤波器是不能令人满意的。增大阻带衰减三种方法：1）加宽过渡带宽，以牺牲过渡带换取阻带衰减的增加。例如在本例中可在k=9和k=24处各增加一个过渡带采样点H9=H24=0.5，使过渡带宽增加到二个频率采样间隔4/33，重新计算的H(ej)，其阻带衰减增加到约-40dB。第87页/共92页2）过渡带的优

29、化设计根据H(ej)的表达式，H(ej)是Hk的线性函数，因此还可以利用线性最优化的方法确定过渡带采样点的值，得到要求的滤波器的最佳逼近（而不是盲目地设定一个过渡带值）。例如，本例中可以用简单的梯度搜索法来选择H9、H24,使通带或阻带内的最大绝对误差最小化。要求使阻带内最大绝对误差达到最小（也即最小衰减达到最大），可计算得H9=0.3904。对应的H(ej)的幅频特性，比H9=0.5时的阻带衰减大大改善,衰减约-50dB。如果还要进一步改善阻带衰减，可以进一步加宽过渡区，添上第二个甚至第三个不等于0的频率取样值，当然也可用线性最优化求取这些取样值。第88页/共92页3）增大N如果要进一步增加

30、阻带衰减，但又不增加过渡带宽，可增加采样点数N。例如，同样边界频率c=0.5,以N=65采样，并在k=17和k=48插入由阻带衰减最优化计算得到的采样值H17=H48=0.5886,在k=18、47处 插 入 经 阻 带 衰 减 最 优 化 计 算 获 得 的 采 样 值H17=H48=0.1065,这时得到的H(ej)，过渡带为6/65，而阻带衰减增加了20多分贝，达-60dB以上，当然，代价是滤波器阶数增加，运算量增加。第89页/共92页频率采样设计法优点：直接从频域进行设计，物理概念清楚，直观方便；适合于窄带滤波器设计，这时频率响应只有少数几个非零值。缺点：截止频率难以控制。因频率取样点

31、都局限在2/N的整数倍点上，所以在指定通带和阻带截止频率时，这种方法受到限制，比较死板。充分加大N，可以接近任何给定的频率，但计算量和复杂性增加。第90页/共92页FIRIIR设计方法一般无解析的设计公式，要借助计算机程序完成利用AF的成果，可简单、有效地完成设计设计结果可得到幅频特性（可以多带）和线性相位（最大优点）只能得到幅频特性，相频特性未知（一大缺点），如需要线性相位，须用全通网络校准，但增加滤波器阶数和复杂性稳定性极点全部在原点（永远稳定）无稳定性问题有稳定性问题阶数结构非递归递归运算误差一般无反馈，运算误差小有反馈，由于运算中的四舍五入会产生寄生振荡快速算法可用FFT实现，减少运算量无快速运算方法低7.5IIR与FIR数字滤器的比较高第91页/共92页感谢您的观看！第92页/共92页