运动控制系统罗飞交流异步电动机变频调速系统.pptx

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1、概述 异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。第1页/共308页本章提要 异步电动机变频调速的基本控制方式 变频器与逆变器 转速开环恒压频比控制的变频调速系统 转速闭环转差频率控制的变频调速系统 异步电机的多变量数学模型和坐标转换 按转子磁场定向的矢量控制系统 按定子磁场控制的直接转矩控制系统 感应电动机直接转矩控制系统举例 第2页/共308页7.1 异步电动机变频调速的基本 控制方式 l问题的提出 在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素磁通

2、量 m。磁通太弱，没有充分利用电机的铁芯，是一种浪费；若增大磁通，又会使铁芯饱和，导致励磁电流过大，严重时会因绕组过热而损坏电机。第3页/共308页l问题的提出（续）直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应作合适补偿，可保持 m。交流异步电动机中，磁通是定子和转子磁势合成产生的，不容易保持。问：如何保持磁通量 m 恒定？第4页/共308页定子每相电动势（7-1）式中：Eg 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；定子频率，单位为Hz；定子每相绕组串联匝数；基波绕组系数；每极气隙磁通量，单位为Wb。f1N1kN1m第5页/共308页 由式（7-1）可知，只要控制好Eg和f1，便可达到

3、控制磁通m的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频 以上两种情况。第6页/共308页7.1.1 基频以下调速7.1.1.1恒压频比控制（U1/1=恒值）在电机原理中已给出异步电动机的机械特性方程式。当定子电压U1和角频率1都为恒定值时,可以将它改写成如下的形式：（7-2）第7页/共308页l 特性分析 当s很小时，可忽略上式分母中含s各项则 （7-3）也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性Te=f（s）是一段直线。第8页/共308页l 特性分析（续）当 s 接近于1时，可忽略式（7-2）分母中的R1，则（7-4）即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时，Te=f（s）是对称于

4、原点的一段双曲线。第9页/共308页 机械特性 当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax图7-1 恒压恒频时异步电机的机械特性第10页/共308页 当定子旋转磁场的转速为 时，则有（7-5）带负载时的转速降落为（7-6）第11页/共308页 在式（7-3）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出（7-7）由此可见，当 U1/1 为恒值时，对于同一转矩 Te，s1 是基本不变的，因而 n 也是基本不变的。第12页/共308页 这就是说，在恒压频比的条件下改变频率 1 时，机械特性基本上是平行下移，它们和直流他励电机

5、变压调速时的情况基本相似。所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小。如图7-2所示。第13页/共308页 异步电动机最大转矩为：（7-9）可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图7-2。第14页/共308页 机械特性曲线On图7-2 恒压频比控制时变频调速的机械特性补偿定子压降后的特性第15页/共308页7.1.1.2恒 Eg/1 控制 下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下：Eg 气隙（或互感）

6、磁通在定子每相绕组中 的感应电动势；Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电 动势；Er 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势 （折合到定子边）。第16页/共308页 异步电动机等效电路图7-3 异步电动机稳态等效电路和感应电动势 U11R1Ll1Ll2LmR2/sIsI0I2EgEsEr第17页/共308页 特性分析 如果在电压频率协调控制中，恰当地提高电压 U1 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg/1 为恒值（基频以下），则由式（7-1）可知，无论频率高低，每极磁通 m 均为常值。第18页/共308页特性分析（续）由等效电路可以看出 代入电磁转矩关系式，得（7-11）（7-10

7、）第19页/共308页 特性分析（续）利用与前相似的分析方法，当s很小时，可忽略式（7-11）分母中含 s 项，则（7-12）这表明机械特性的这一段近似为一条直线。第20页/共308页 特性分析（续）当 s 接近于1时，可忽略式（7-11）分母中的 R22 项，则（7-13）s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。第21页/共308页 性能比较 但是，对比式（7-11）和式（7-2）可以看出，恒 Eg/1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 U1/1 特性中的同类项，也就是说，s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒

8、Eg/1 特性的线性段范围更宽。第22页/共308页 性能比较(续)将式（7-11）对 s 求导，并令 dTe/ds=0，可得恒Eg/1控制特性在最大转矩时的转差率（7-14）和最大转矩（7-15）第23页/共308页 性能比较(续)值得注意的是，当Eg/1 为恒值时，Temax 恒定不变，其稳态性能优于恒 U1/1 控制的性能。这正是恒 Eg/1 控制中补偿定子压降所追求的目标。第24页/共308页7.1.1.3恒 Er/1 控制 如果把电压频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er/1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出（7-16）第25页/共308页

9、代入电磁转矩基本关系式，得（7-17）现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图7-4。第26页/共308页几种电压频率协调控制方式的特性比较0s10Te图7-4 不同电压频率协调控制方式时的机械特性恒 Er/1 控制恒 Eg/1 控制恒 U1/1 控制ab c第27页/共308页 显然，恒 Er/1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的 Er/1 呢？第28页/共308页 按照式（7-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在

10、式（7-1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值 m，那么，转子全磁通的感应电动势 Er 就应该对应于转子全磁通幅值 rm：（7-18）第29页/共308页 由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值 rm=Constant 进 行控制，就可以获得恒 Er/1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，将在后面详细讨论。第30页/共308页7.1.2基频以上调速 在基频以上调速时，频率应该从 f1n 向上升高，但定子电压U1 却不可能超过额定电压U1n，最多只能保持U1=U1n，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下

11、图所示。第31页/共308页f1n 变压变频控制特性图6-2 异步电机变压变频调速的控制特性 恒转矩调速UsU1nmnm恒功率调速mU1f1O第32页/共308页 如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。第33页/共308页间接变频装置（交-直-交变频装置）电压源和电流源变频器 直接变频装置（交-交变频）正弦波脉宽调制（SPWM）逆变器 电流跟踪式PWM逆变器 磁链跟踪式PWM逆变器 7.2 变频

12、器与逆变器本节提要第34页/共308页引 言 现有的交流供电电源都是恒压恒频的，必须通过变频装置，才能获得变压变频的电源，这样的装置通称为变压变频装置（VVVF）。分类：p 间接变频装置；p 直接变频装置。第35页/共308页7.2.1间接变频装置（交-直-交变频装置）图7-6 间接变频器基本结构 变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)逆变DCACAC50Hz整流第36页/共308页 可控整流器变压，逆变器变频的 交-直-交变频装置 变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)逆变器DCACAC50Hz调频可控整流调压第37页/共308页逆变器DCACAC50Hz调频不控

13、整流调压DCVVVF斩波器 不可控整流器整流，斩波器变压，逆变 器变频的交-直-交变频装置 第38页/共308页 不可控整流器整流，PWM逆变器同时变压 变频的交-直-交变频装置 变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)PWM逆变器DCACAC50Hz调压调频第39页/共308页7.2.2 电压源和电流源变频器 在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成p 电压源型p 电流源型 两种类型的主要区别在于用什么储能元件来缓冲无功能量。如下示意图。第40页/共308页 两种类型逆变器结构逆变器UdCd+-逆变器UdLd+-(a)电压源变频器(b)电流源变

14、频器第41页/共308页 两种类型逆变器比较 变频器类别比较项目电压源电流源直流回路滤波环节(无功功率缓冲环节)电容器电抗器输出电压波形矩形波决定于负载,对异步电机负载近似为正弦波输出电流波形决定于负载的功率因数,有较大的谐波分量矩形波输出阻抗小大回馈制动须在电源侧设置反并联逆变器方便,主回路不需附加设备调速动态响应较慢快对晶闸管的要求关断时间要短,对耐压要求一般较低耐压高,对关断时间无特殊要求适用范围多电机拖动,稳频稳压电源单电机拖动,可逆拖动第42页/共308页l晶闸管三相六拍式交-直-交变频器 基于晶闸管的电压源型三相六拍式交-直-交变频器主电路原理图如图79所示它由相控整流电路A，滤波

15、电容C和有源逆变电路B构成。依晶闸管导通角的大小不同，逆变器有180导电型和120导电型两种不同的工作方式。第43页/共308页图7-9 电压源型六拍式晶闸管交-直-交变频器主电路第44页/共308页 180导电型工作方式 p逆变器每只晶闸管的导通角均为180p 导通顺序为V1V2V3V4V5V6 p 每一瞬间均有三只晶闸管处于导通状态 p 换流则按规定的顺序在同一桥臂的上、下两晶闸管之间进行六只晶闸管的导通情况如图710所示。第45页/共308页图7-10 180导电方式下晶闸管的切换规律第46页/共308页p 变频器输出相电压为阶梯波，线电压为 间断式矩形波；p 波形的幅值取决于相控整流器

16、输出直流 平均电压值Ud的大小；p 频率则取决于换流频率，即每60导电 角所代表的时间长短。p 由于在每一个输出电源周期内产生六次 切换动作，故称此类变频器为三相六拍 式变频器。输出电压波形分析第47页/共308页 120导电型工作方式 逆变器每只晶闸管的导通角均为120,六只晶闸管的导通情况如图712所示。图712 120导电方式下晶闸管的切换规律 第48页/共308页7.2.3 直接变频装置（交-交变频）交-交变压变频器的基本结构如下图所示，它只有一个变换环节，把恒压恒频（CVCF）的交流电源直接变换成VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（Cyc

17、loconveter）。第49页/共308页 变频器的基本结构图7-14 直接（交-交）变压变频器交交变频AC50HzACCVCFVVVF第50页/共308页 常用的交-交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路（下图a）。第51页/共308页+VRVFId-Id-负载50Hz50Hzu0(a)电路原理图交-交变频装置的基本电路结构图7-15-a 交-交变频装置每一相的基本电路第52页/共308页 交-交变压变频器的控制方式1整半周控制方式 正、反两组按一定周期相互切换；u0 的幅值决定于各组控制

18、角 ；u0 的频率决定于正、反两组的切换频率；如果控制角一直不变，则输出平均电压是 方波，如下图 b 所示。第53页/共308页图6-13-b 方波型平均输出电压波形tu0正组通反组通正组通反组通输出电压波形第54页/共308页 交-交变压变频器的控制方式2 调制控制方式u 要获得正弦波输出，就必须在每一组整 流装置导通期间不断改变其控制角 。例如：在正向组导通的半个周期中:控制角：0/2平均电压U0：Umax0/20第55页/共308页2AO t=0 2=BCDEFu0图6-14 交-交变压变频器的单相正弦波输出电压波形 输出电压波形第56页/共308页 三相交交变频器的主电路 图7-17三

19、相交变变频主电路第57页/共308页电路特点：省去了中间直流环节，但所用元件数量更多；输入功率因数较低，谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备。应用：主要用于大容量、低转速的调速系统第58页/共308页7.2.4正弦波脉宽调制（SPWM）逆变器2问题的提出 在基于晶闸管的交-直-交变频器供电的变压变频调速系统中，为了获得变频调速所要求的电压频率协调控制，调速时须同时控制整流器和逆变器，这样就带来了一系列问题。第59页/共308页 问题的提出（续）（1）主电路有两个可控的功率环节，电路复杂；（2）存在大惯性元件（电容、电感），使系统的 动态响应缓慢；（3）由于整流器是可控的，

20、供电电源的功率因数 随变频装置输出频率的降低而变差，并产生 高次谐波电流；（4）逆变器输出为六拍阶梯波交变电压（电流）在拖动电动机中形成较多的各次谐波，从而 产生较大的脉动转矩，影响电动机的稳定工 作。第60页/共308页本小节提要SPWM逆变器的工作原理 SPWM逆变器的同步调制和异步调制 SPWM波形的数字采样法 第61页/共308页uSPWM逆变器的工作原理把一个正弦半波分做N等分，如下图（N7）；然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替；矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组 成的波形就与正弦的半周等效

21、。同样，正弦波的负半周也可以用相同的方法来等效。第62页/共308页与正弦波等效的等幅矩形脉冲序列波 第63页/共308页 在实际中，我们采用“调剂”的方法，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波(Carrier wave)，并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波(Modulation wave)，当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。第64页/共308页SPWM变频器电路原理框图第65页/共308页 SPWM控制方式单极性控制方式在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变

22、化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内。双极性控制方式在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化则SPWM波也是在正负之间变化。第66页/共308页单极性控制方式第67页/共308页双极性控制方式第68页/共308页uSPWM逆变器的同步调制和异步调制定义：载波的频率ft与调制波频率fr之比为载波比N,即ftfrN=视载波比N的变化与否分为：同步调制和异步调制第69页/共308页1.同步调制 同步调制N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr 变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相

23、输出对称；第70页/共308页fr 很低时，ft 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；fr 很高时，ft会过高，使开关器件难以承受。同步调制（续）第71页/共308页2.异步调制异步调制在逆变器的整个变频范围内载波比N是不等于常数。优点：改变参考信号频率fr时保持三角波载波频率ft不变，因而提高低频时的载波比 N。这样逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加，相应的可减少负载电机的转矩脉动与噪声，改善了低频工作特性。第72页/共308页异步调制（续）缺点：载波比N随着输出频率的降低而连续变化时，势必使逆变器输出电压波形及其相位都发生变化，很难保持三相输出间的对称关系，因而引起电动

24、机工作的不平稳。第73页/共308页3.分段同步调制方式 把 fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在 fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在 fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；第74页/共308页分段同步调制方式（续）第75页/共308页uSPWM波形的数字采样法 自然采样法按照正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度与间隙时间的采样，从而生成SPWM波形。（1）自然采样法第76页/共308页脉宽时间：t2间隙时间：t1+t3 周期时间：Tct1+t2+t3 图722自然采样法SPWM波形自然采样法（续）第77页/共308页定义：正弦调制波幅值urm和

25、三角载波幅值utm之比M称为“调制度”或“调制系数”。则：自然采样法（续）M=urmutm由上图得，有（724）第78页/共308页自然采样法（续）又 ,，,;将、和数值代入式（724），则 整理得 (725)第79页/共308页仿式(723)、(724)、(725)、(726)可求得 (726)自然采样法（续）(728)根据式(726)和式(728)可得脉宽时间t2 (729)(727)第80页/共308页原理在三角载波的每一个周期的固定时刻，找到正弦调制波上对应的电压值，就用此值对三角波进行采样，以决定功率开关元件的导通和关断时刻，而不管在采样点上正弦波与三角载波是否相交。（2）规则采样法

26、第81页/共308页规则采样法（续）脉宽时间：间隙时间：第82页/共308页 根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方法有：查表法可以先离线计算出相应的脉宽d等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。第83页/共308页 实时计算法事先在内存中存放正弦函数和Tc/2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc/2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。第84页/共308页7.2.5 电流跟踪式PWM逆变器图723 电流滞环跟踪控制的一相原理图第85页/共30

27、8页电流滞环跟踪控制时的电流波形与PWM电压波形 第86页/共308页 电压源型的三相电流跟踪式PWM变频器 原理图图725 电流跟踪控制的脉宽调制变频器第87页/共308页7.2.6 磁链跟踪式PWM逆变器本节提要p问题的提出p空间矢量的定义p电压与磁链空间矢量的关系p六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场p电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制 第88页/共308页p 问题的提出 经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器 的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出 电流的波形。电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使 之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电 压前进了一步。异步电机需要输入三相正弦

28、电流的最终目的 是在空间产生圆形旋转磁场，从而产生恒定 的电磁转矩。第89页/共308页p 问题的提出（续）如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。第90页/共308页p 空间矢量的定义 a)定子绕组接线图 b)空间磁势矢量 第91页/共308页 定子磁势空间矢量定子磁势空间矢量：FA、FB、FC的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律

29、脉动，时间相位互相错开的角度也是120。合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 F1是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变。F1 FA FB FC（7-32）第92页/共308页 三相定子绕组电流与由它建立的磁势之间仅存在简单的倍比关系，因而在一定的比例系数下可将FA、FB、FC视为三相定子电流的空间矢量表示，分别记做 iA、iB、iC。合成定子绕组电流矢量 为 i1 iA iB iC 定子电流空间矢量（7-33）第93页/共308页 定子电压空间矢量c)空间电压矢量 第94页/共308页 当电源频率不变时，合成空间矢量 u1 以电源角频率1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为

30、最大值时，合成电压矢量u1就落在该相的轴线上。用公式表示，则有（7-34）定子电压空间矢量(续)第95页/共308页p 电压与磁链空间矢量的关系 三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为式中 u1 定子三相电压合成空间矢量；i1 定子三相电流合成空间矢量；1 定子三相磁链合成空间矢量。（7-36）第96页/共308页 近似关系 当电动机转速不是很低时，定子电阻压降很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为（7-37）（7-38）或 第97页/共308页 磁链轨迹 当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢

31、量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。（7-39）其中 m是磁链1的幅值，1为其旋转角速度。第98页/共308页由式（7-37）和式（7-39）可得（7-40）上式表明，当磁链幅值一定时，的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向。第99页/共308页 磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系 如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。图7-27 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹第100页/共3

32、08页p 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间 旋转磁场（1）电压空间矢量运动轨迹 在常规的 PWM 变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？为了讨论方便起见，再把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图7-28中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。第101页/共308页 主电路原理图图7-28 三相PWM逆变器异步电动机原理图 第102页/共308页 开关工作状态 如果，图中的逆变器采用180导通型，功率 开关器件共有8种工作状态（见附表），其中 6 种有效开关状态；2 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电

33、压）：上桥臂开关 VT1、VT3、VT5 全部导通下桥臂开关 VT2、VT4、VT6 全部导通第103页/共308页开关状态表第104页/共308页 开关控制模式 对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔/3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这/3 时刻内则保持不变。第105页/共308页（a）开关模式分析 设工作周期从100状态开始，这时VT6、VT1、VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为 UAO=Ud/2 UBO=UCO=-Ud/2O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2第106页/共308页（b）工作状

34、态100的合成电压空间矢量 由图可知，三相的合成空间矢量为 u1，其幅值等于Ud，方向沿A轴（即X轴）。u1uAO-uCO-uBOABC第107页/共308页（c）工作状态110的合成电压空间矢量 u1 存在的时间为/3，在这段时间以后，工作状态转为110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的 u2，它在空间上滞后于u1 的相位为/3 弧度，存在的时间也是/3。u2uAO-uCOuBOABC第108页/共308页（d）每个周期的六边形合成电压空间矢量 u1u2u3u4u5u6u7 u8 依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转/3，直到一个周期结束。这样，

35、在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。第109页/共308页（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹 电压空间矢量与磁链矢量的关系 一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：第110页/共308页 在逆变器工作的第一个/3期间，电机定子的电压空间矢量为1右图中的u1，此时定子磁链为，逆变器进入第二个/3期间，电压空间矢量为u2。图730 六拍逆变器供电时电机电压空间矢量与磁链矢量的关系第111页/共308页按式（737），可写成 也就是说，在t /3期间，在u1u2的作用下，1

36、产生增量1，其幅值为|u|t，方向与u2一致。最后得到图7-30所示的新的磁链2，而 （7-41）第112页/共308页 依此类推，可知磁链矢量的顶端运动轨迹也是一个正六边形，这说明异步电动机在六拍阶梯波逆变器供电时所产生的是正六边形旋转磁场，而不是圆形旋转磁场。第113页/共308页 磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系 如果 u1 的作用时间t 小于/3，则 1 的幅值也按比例地减小，如图中的矢量 。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。第114页/共308页p 电压空间矢量的线性组合与SVPWM 控制 如前分析，我们可以得到的结论是：

37、如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。第115页/共308页 圆形旋转磁场逼近方法 可以利用u1u8它们的线性组合，以获 得更多的与它们相位不同的新的电压空 间矢量，最终构成一组等幅不同相的电 压空间矢量，从而形成尽可能逼近圆形 的旋转磁场 逆变器的输出电压将不是六拍阶梯波，而是一系列等幅不等宽的脉冲波，这就 形成了电压空间矢量控制的PWM逆变器 第116页/共308页7.

38、3 转速开环恒压频比控制的变频 调速系统 采用电压频率协调控制时，异步电机在不同的频率下（基频以下）都能获得较硬的机械特性线性段。如果生产机械对调速系统的静、动态性能要求不高，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，即前面介绍过的Eg/1常数的控制方案。第117页/共308页7.3.1 电压源型晶闸管变频器异步电机 调速系统图731 转速开环的交-直-交电压源型变频器-异步电机调速系统原理图第118页/共308页 调速系统分析 UR是可控整流器，用电压控制环节控制 它的输出直流电压。VSI(Voltage Souce Inverter)是电压 源型逆变器，用频率控制环节控制它的 输出

39、频率。电压和频率控制采用同一个控制信号Uabs，以保证二者之间的协调。第119页/共308页设置了积分器GI将阶跃信号转变成按设定的斜率逐渐变化的斜坡信号，从而使电压和转速都能平稳升高或降低。由于Ugi是可逆的，而电机的旋转方向只能取决于变频电压的相序，并不需要在电压和频率的控制信号上反映极性。因此设置绝对值变换器GAB。调速系统分析（续）第120页/共308页 电压控制环节 图7-32电压源型变频器调速系统的电压控制环节 ACR-电流调节器 AVR-电压调节器 GF-函数发生器第121页/共308页 电压调节器AVR用以控制变频器的 输出电压。电流调节器ACR用以限制动态电流 兼起保护作用。

40、函数发生器GF把电压给定信号相对 的提高一些，以补偿定子阻抗压降，改善系统调速时（特别是低速时）的机械 特性，提高带负载能力。电压控制环节（续）第122页/共308页 频率控制环节 图733 晶闸管逆变器的频率控制环节GVF压频转换器 DRC环形分配器 AP脉冲放大环节 DPI-极性鉴别器 GFC频率给定动态校正器第123页/共308页 动态校正器GFC一阶惯性环节，用以延缓频率的变化，希望频率和电压的变化一致起来。压频变换器GVF电压控制的振荡器，将电压信号转变成一系列脉冲信号，脉冲列的频率与控制电压的大小成正比，从而得到恒压频比的控制作用。环形分配器DRC（具有6分频作用的环形计数器），将

41、脉冲分成6个一组相互间隔60的具有适当宽度的脉冲触发信号。频率控制环节（续）第124页/共308页7.3.2 电流源型晶闸管变频器异步电机 调速系统第125页/共308页 与电压源型的区别 电流源型变频器的电压反馈不能从直流 电压引出，而改从CSI的输出端引出。用电流微分信号通过GFC来加快频率控 制，使它赶上电压变化的步调，GFC中 一般采用微分校正。第126页/共308页7.4 转速闭环转差频率控制的变频 调速系统本节提要p 问题提出p 基本概念p 控制规律p 转差频率控制的变压变频调速系统第127页/共308页p 问题提出 转速开环变频调速系统可以满足一般平滑调速的要求，但静、动态性能都

42、有限，怎样才能提高系统的静，动态性能呢？第128页/共308页p 问题提出（续）我们知道，任何电力拖动自动控制系统都服从于基本运动方程式 提高调速系统动态性能主要依靠控制转速的变化率 d/dt，根据基本运动方程式，控制电磁转矩就能控制 d/dt，因此，归根结底，调速系统的动态性能就是控制转矩的能力。第129页/共308页 直流电机的转矩与电流成正比，控制电流就能控制转矩。因此，直流双闭环调速系统转速调节器的输出信号就是转矩电流给定信号，电流环就是转矩环。第130页/共308页p 基本概念将 按照第7.1节恒 Eg/1 控制（即恒 m 控制），公式（7-11）给出机械特性方程第131页/共308

43、页代入上式，得 （7-42）令 s=s1，并定义为转差角频率；，是电机的结构常数；第132页/共308页 则 当电机稳态运行时，s 值很小，因而 s也很小，只有1的25，可以认 为 s Ll2|1*|+1/2时，磁链调节器范围达到误差上限，此时磁链调节器输出 1，最优开关模式表OWT接受该信号后产生开关模式切换，则|1|下降。当|1|下降至|1|1*|-1/2时，0，OWT产生的开关模式切换令|1|上升。如此循环往复，使|1|的矢端始终处于图7-57的虚线圆环以内。第299页/共308页n 相位判别器AP 其作用是确定当|1|处于不同空间位置上时，参加磁链调节的非零电压矢量。例如，若1处于区间

44、内，则当 1时，OWT应输出开关模式(0，1，0)，而当 0时，应输出开关模式(1，1，0)。第300页/共308页 1空间相位区间的划分和判别条件 区间判别条件表7-3 1空间相位判别条件 图7-59 1空间相位区间的划分第301页/共308页7.8.3 转矩调节规律 n基本原理 Te的调节由转矩滞环调节器通过在磁链调节过程中插入和取消零电压矢量的方式进行。当在磁链调节过程中突然插入零电压矢量时，由于2不能突变，故s1-2-20,表明零电压矢量的取消将导致Te的增大，可见，利用插入和取消零电压矢量的方式，可在一定范围内实现电动机转矩的跟踪控制。第302页/共308页 转矩滞环调节器AT的输入

45、输出特性 及电动机转矩的调节过程 图7-60 转矩滞环调节器的输入输出特性（a）和转矩的调节曲线(b)第303页/共308页 调节规律当Te上升到TeTe*时，即在图7-60（b）中P1点处，滞环调节器AT输入信号Te*-Te0，输出信号亦为零，令OWT产生开关模式（0，0，0）或（1，1，1），使逆变器输出零电压矢量。前已指出，此时1=10为常矢量，因而s0,使Te以最高的速率再次上升至TeTe*，即图7-60（b）中的P3点。在P1、P2与P3之间，AT的输出状态不变，系统仅受磁链调节器AM的控制。第305页/共308页 OWT输出的最优开关模式决定因素1所在区间；磁链滞环调节器的输出状态 ；转矩滞环调节器的输出状态 。第306页/共308页OWM开关模式表 011010110100101001111000111000111000110100101001011010001011010110100101000111000111000111100101001011010110 第307页/共308页华南理工大学感谢您的观看！第308页/共308页