第7章 射频有源电路优秀PPT.ppt

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1、第第7章章 射频有源电路射频有源电路现在学习的是第1页，共35页 迄今为止我们讨论过的器件和电路都是线性和无源的，然而任何实用的微波系统都离不开非线性有源部件，如二极管、晶体管等，用于检波、混频、放大、振荡、倍频、开关等。有源电路的设计是一个范围广而发展迅速的领域，因此这里只讲解一些基本概念和原理，以及典型电路实例，不涉及器件内部的物理过程，只侧重外特性。现在学习的是第2页，共35页7.1 微波系统中的噪声7.1.1 动态范围和噪声源动态范围 对于一个部件或系统而言，当输入电平很低时，输出取决于放大器的噪声，这个电平就叫做部件或系统的噪声门限（典型值在 60dBm 到 100dBm之间），随着

2、输入的增加，输出开始饱和，我们把低于理想放大器输出功率1dB时所对应的输入功率定义为1dB压缩点。从噪声门限到1dB压缩点，就是放大器的动态范围。现在学习的是第3页，共35页噪声源分类（根据运动机理不同分）由束缚电荷的热运动引起的热噪声电子管或固态元件中电荷载体的随机波动引起的散弹噪声固态元件和真空管中产生的闪烁噪声，随频率变化很大，又叫做1/f噪声电荷在电离气体(如等离子体，电离层或火花放电)中的随机运动引起的等离子噪声量化噪声，由电荷载体和光子的量化特性引起，与其他噪声源密切相关标准噪声源可分为 无源标准噪声源，由某一固定温度下的电阻构成，将它放在恒温槽内有源标准噪声源，要用到气体放电管或

3、雪崩二极管，它产生的噪声功率比无源噪声源高得多现在学习的是第4页，共35页7.1.2 噪声功率和等效噪声温度 在一个温度为T的电阻中，电子做随机运动，其动能正比于温度T，这种运动在电阻终端产生小的随机电压起伏，如图7.2所示。该电压均值为零，由普朗克黑体辐射定律得出其均方根值为:（7.1）在微波频段，由于hfkT，以上结果可以简化为此公式广泛用于微波领域，然而在很高的频率或很低的温度下并不适用，这时应该用（7.1）式。（7.2）现在学习的是第5页，共35页白噪声：功率频谱密度对频率而言为一常量的噪声。图7.2 噪声电阻产生的随机电压图7.2中的噪声电阻可用一个无噪声电阻和噪声发生器代替，令其产

4、生相同的噪声电压，如图7.3所示。终端接电阻R，产生最大的功率转移，结果在带宽为B时送到负载R上的功率为：图7.3 通过理想带通滤波器使负载电阻得到最大功率的噪声电阻的等效电路（7.3）现在学习的是第6页，共35页等效噪声温度：对于任一白噪声源，如果噪声功率与频率关系不大，就可用一个等效热噪声源来代替，它的重要参量就是等效噪声温度。图7.4所示的任意白噪声源，输出端口的阻抗为R，负载R上得到的噪声功率为PS，在保证PS不变的条件下，该噪声源可用一个温度为Te，阻值为R的噪声电阻代替，Te就是等效噪声温度。（7.4）图7.4 一个任意白噪声源的等效噪声温度现在学习的是第7页，共35页超噪比（ex

5、cess noise ratio）其中，PN和TN分别是发生器的噪声功率和等效噪声温度，Po和To分别是与室温下无源噪声源（匹配负载）相关的噪声功率和温度。固态噪声发生器的ENR典型值在2040dB之间。（7.6）现在学习的是第8页，共35页7.1.3 用Y因子法测噪声温度图7.6 用Y因子法测量放大器的等效噪声温度如图7.6，待测放大器或其他元件分别与两个不同温度下的匹配电阻相连，测出两种情况下的输出功率。设T1为热电阻温度，T2为冷电阻温度（T1T2），P1，P2为相应的输出功率。输出功率由放大器本身产生的噪声功率和来自源电阻的噪声功率组成，即P1=GkT1B+GkTeBP2=GkT2B+

6、GkTeB （7.7a,b）现在学习的是第9页，共35页Y因子定义为 通过测量输出功率可以得到Y，然后利用负载温度和Y因子，可以得到等效噪声温度为（7.8）（7.9）现在学习的是第10页，共35页7.1.4 噪声系数噪声系数F是元件的另一个特性参数，表示输入信噪比与输出信噪比的比值 （7.10）现在学习的是第11页，共35页7.1.5 级联系统的噪声系数考虑两个元件的级联。它们分别具有增益G1，G2，噪声系数F1，F2，和噪声温度Te1，Te2，如图所示图7.9 级联系统的噪声系数和噪声温度现在学习的是第12页，共35页级联系统的噪声温度为级联系统的噪声系数为推广到任意级数，级联系统的噪声温度

7、和噪声系数分别为：（7.23）（7.20）（7.21）（7.22）现在学习的是第13页，共35页7.2 检波器和混频器检波器和混频器是利用微波二极管或晶体管等非线性器件完成频率转换功能的。图7.10所示出它们的三种基本功能整流、检波和混频。图7.10 整流、检波和混拼基本工作原理现在学习的是第14页，共35页7.2.1 单端混频器图7.12 单端混频器典型电路 （7.31）混频器最重要的参数是变频损耗，定义为现在学习的是第15页，共35页7.2.2 平衡混频器平衡混频器具有较好的输入驻波比（SWR）或RF/LO隔离度，由两个或多个单端混频器通过3dB混合接头组成，如图7.14所示（略去匹配和直

8、流偏置电路）。图7.14 平衡混频器电路现在学习的是第16页，共35页7.2.3 其他类型混频器有时为了增强或减弱各种调制产物和谐波的影响，需要用到另外几种混频器，如：反向平行二极管混频器双平衡混频器镜频抑制混频器7.2.4 交调产物检波器和混频器利用的是二极管的非线性，这种非线性同时也产生了很多不需要的谐波和混频产物，增加了混频器的变频损耗，导致信号畸变，对放大器也有同样的问题。工程实践中经常使用微波频谱分析仪测量交调产物。现在学习的是第17页，共35页7.3 晶体管放大器设计7.3.1 转移增益和稳定性单级微波晶体管放大器的电路框图如下所示：转移功率增益（Gr）定义为传递到负载上的功率与从

9、信号源得到的功率之比。（7.47）图7.16 一般晶体管放大器电路现在学习的是第18页，共35页放大器的稳定性可以分为两类：无条件稳定：对所有无源的源和负载阻抗，和（即和）都成立，那么网络为无条件稳定。有条件稳定：只对一定范围内无源的源和负载阻抗，和成立，那么网络为有条件稳定。这种情况也称作潜在不稳定。图7.17 有条件稳定器件的输出稳定圆现在学习的是第19页，共35页7.3.2 最大增益（共轭匹配）设计放大器的转移功率增益为Gr=GSGOGL，对于一个给定的晶体管，GO是固定的，所以Gr主要由匹配段的增益GS和G:决定。要实现最大增益，源、负载阻抗和晶体管之间必须要共扼匹配。在图7.16中，

10、已知从输入匹配网络到晶体管之间发生最大功率转移的条件是从晶体管到输出匹配网络最大功率转移的条件是假设匹配段无损，这些条件将使总得转移增益最大。最大增益为（7.56）（7.55a）（7.55b）现在学习的是第20页，共35页7.3.3 固定增益圆和特殊增益设计很多情况下往往需要牺牲增益来改善带宽，或者要求放大器增益为一特定值，这就需要另行设计匹配段，引进失配以减小总增益。设计过程中要用到阻抗圆图上的固定增益圆。为了简化讨论，我们只考虑单向化情况。实际中如果|S12|很小可被忽略时，就可以认为器件是单向的(|S12|=0)。由此引入的转移增益误差由GT/GTU给出 （7.61）（7.61）现在学习

11、的是第21页，共35页其中，U定义为单向化品质因子（7.62）GS和GL在单向化情况下的表达式为 当，时，增益最大，得 （7.63a,b）现在学习的是第22页，共35页定义gS和gL为归一化增益因子，即 （7.64a,b）且对于gS和gL的固定值，上式分别表示和平面上的固定增益圆。由以上两式可以推出两个圆的中心和半径分别（输入端CS，RS，输出端CL，RL）为（7.65a,b）（7.66a,b）现在学习的是第23页，共35页7.3.4固定噪声系数圆和低噪声设计除了稳定性和增益，设计微波放大器需要考虑的另一个重要因素是噪声系数，尤其是用于接收时，要求前置放大器的噪声系数要尽可能低。对于一个放大器

12、，一般不可能同时具有最小的噪声系数和最大增益，所以必须作出某种折衷。下面我们首先给出固定噪声系数圆的公式。一个确定的噪声系数F，对应于 平面上的一个圆，先定义噪声系数参量N （7.67）其中，是噪声系数最小时的最佳发射系数；F是噪声系数；Fmin是晶体管最小噪声系数；RN是晶体管等效噪声电阻，Z0是特性阻抗。可以推出固定噪声系数圆的圆心和半径为 （7.68a,b）现在学习的是第24页，共35页7.3.5 偏置图7.22现在学习的是第25页，共35页7.4 振荡器的设计7.4.1 单端口负阻振荡器 图7.23 现在学习的是第26页，共35页7.4.2 晶体管振荡器 图7.24 二端口晶体管振荡器

13、电路 现在学习的是第27页，共35页7.5 PIN二极管控制电路图7.26 PIN二极管开关状态的等效电路现在学习的是第28页，共35页7.5.1 单刀单掷开关图7.27 单刀单掷PIN二极管开关图图7.277.27是两种单刀单掷开关及其偏置电路。图（是两种单刀单掷开关及其偏置电路。图（a a）中的二极管处）中的二极管处于串联配置，正向偏置时开关为闭合（于串联配置，正向偏置时开关为闭合（ONON）状态；图（）状态；图（b b）中的）中的二极管处于并联配置，反向配置时开关为闭合（二极管处于并联配置，反向配置时开关为闭合（ONON）状态。这两）状态。这两种情况下，当开关处于打开（种情况下，当开关处

14、于打开（OFFOFF）状态时，输入功率将被反射。）状态时，输入功率将被反射。现在学习的是第29页，共35页理想的开关在“ON”状态下，插入损耗为零；在“OFF”下为无穷大。实际中的开关并非如此。先利用图7.28的简化等效电路定义插损为：图7.28 串、并联配置单刀单掷PIN二极管开关的简化等效电路 其中VL为实际的负载电压，V0是开关（Zd）不存在时的负载电压。两种电路的结果如下：（串联）（并联）（7.76a,b）（7.75）现在学习的是第30页，共35页Zd为反偏或正偏下的二极管阻抗，即（反偏时）（正偏时）（7.77）开关的插损可通过加入与二极管串联或并联的外部电抗来改善，以补偿二极管本身的

15、电抗，但这样做的代价是带宽将减少。几个单掷开关可以组合起来，以构成各种多刀和或多掷开关。图7.29所示的是一个单刀双掷开关的串联和并联电路。这样的开关至少需要两个开关元件，工作时，一个二极管为第阻状态，另一个为高阻状态。改变二极管的偏置状态，输入信号就从一个端口改到另一端口输出。并联电路中的四分之一波长线限制了这种电路的带宽。现在学习的是第31页，共35页图7.29 单刀双掷PIN二极管开关电路现在学习的是第32页，共35页7.5.2 PIN二极管移相器1.开关型移相器用两个单刀双掷开关，在两个不同长度的传输线之间选择信号路由，如图7.30。两条线的相移差为（7.78）图7.30 开关型移相器

16、现在学习的是第33页，共35页2.负载型移相器适于要求相移比较小的情况（一般为45或更小），它的基本工作原理可用图7.31（a）来说明。图7.31负载型移相器3.反射型移相器，它使用单刀单掷开关控制发射信号的路长来实现的。图7.32是由90混合接头构成的反射型移相器，输入信号在混合接头右侧被等分。由于两个二极管处于相同的偏置状态，所以反射波在指定的输出端口同相叠加，调节二极管的开关状态就能改变两路反射波的线长，于是在输出端产生一个的相移。图7.32 用90混合接头构成的反射型移相器现在学习的是第34页，共35页7.6 微波集成电路（MIC）微波集成电路(MIC)能把传输线、分立电阻、电容、电感

17、及有源器件等结合在一起，甚至全部的接收机子系统，如接收机前端和雷达发送/接收模块等，都可以集成在几平方毫米的芯片上。微波集成电路分为两类：1.一类叫混合微波集成电路(Hybrid MIC)，上面的金属导电层作为导体和传输线，将分立元件(电阻、电容、晶体管、二极管等)焊接在基片上。这种MIC最初发展于60年代，至今仍是一种很灵活有效的电路形式。2.另一类叫单片微波集成电路(MMIC)，是最近才发展起来的，是将有源和无源电路元件在基片上生长。基片是一块半导体材料，使用几层金属、介质和电阻膜。一般MMIC比HMIC的带宽要宽一些，还具有尺寸小、重量轻、设计灵活、易于改善性能等优点。现在学习的是第35页，共35页