10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计.pdf

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1、10kW 全桥移相 ZVSPWM 整流模块的设计 余鋆，陈国森 摘要：介绍了 10kW 全桥移相 ZVSPWM 直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。关键词：全桥移相；零电压开关；降频 0 引言 在大型发电厂中，由于需要的直流负荷比较大，蓄电池的容量通常都在2000Ah 以上。若采用常规的 10A 或 20A 的开关整流模块，一般需要 20 个或 10个以上的模块并联，并联数过多，对模块之间的均流会带来一定的影响，而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加，一般并联数最好在 10 个以下。目前，在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多

2、，因此，很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的 10kW 全桥移相 ZVSPWM 整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的 ZVSFBPWM 直流变换技术，控制电路采用 UC3879 专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。1 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图 1 所示，由输入 EMI 滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出 EMI 滤波器等组成。图 1 主电路原理框图 图 1 中由开关管S1S4，钳位二极管D1及D2，谐振电感Lr，隔直电容Cb，主变压器T1以及吸收电阻和电

3、容等组成全桥移相ZVS变换器，其中S1及S3为超前管，S2及S4为滞后管。S1（S3）超前S4(S2)一定的角度，即移相角。S1S4采用IGBT单管并联组成，开关频率为 25kHz左右。1.1 变压器参数的设计 由于设计的全桥移相 ZVSPWM 整流模块的最大输出功率接近 10kW，若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达 1.21.6T）和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。本模块的输入输出指标为输入 304456V，输出 198286V/35A。1）直流

4、母线的最低电压Vdmin VdminVinmin1.35=410.4V（1）式中：Vinmin为三相输入电压最低值 304V。2）变压器副边的最低电压V2min V2min=(VomaxVDVr)/Dmax=(28632)/0.95=306.3V（2）式中：Vomax为模块输出电压最高值，取为 286V；VD为整流二极管的压降，取为 3V；Vr为变压器副边绕组内阻压降和线路压降，取为 2V；Dmax为最大占空比,取为 0.95。3）变压器的变比n n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33 实际变压器原边取为 21 匝，副边为 16 匝，变比为 21/16=1.3125。1.

5、2 谐振电感Lr参数的设计 在全桥移相ZVS变换器中，在超前管S1(S3)的开关过程中，由于输出滤波电感L1与谐振电感Lr是串联的，而L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很容易实现ZVS；而在滞后管S2(S4)的开关过程中，由于变压器副边是短路的，此时依靠谐振电感Lr的能量来实现ZVS，因此滞后管实现ZVS比较困难，一般设计在 1/3 满载负载以上实现零电压开关。Lr=8CmosVdmax2/3I122（3）式中：Cmos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为 3300pF；Vdmax为直流母线电压的最大值，取为 1.35456=615.6V；I1为滞后臂开关管关断时原边电流。I1

6、=(Iomax/3I1f/2)/n（4）式中：Iomax为输出电流最大值，取为 35A；I1f为允许输出电感电流的脉动值，取为 0.235=7.0A。由以上数据计算可得Lr=24.7H。2 控制电路设计 控制电路采用了专用移相控制器件 UC3879，原理框图如图 2 所示。图 2 控制电路框图 图 2 中ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生；IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，IPR为原边电流采样值。UC3879 采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块的瞬态响应速度。UC3879 输出的OA，OB，OC，O

7、D4 路信号再通过TLP250光耦组成了驱动电路，分别驱动S1S4 4 组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(OD)一定的移相角。由于本全桥移相开关管采用 IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法，即在输出电流0.5A 时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电路如图 3 所示，IO为输出电流值，IREF 为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时，Q1导通，UC3879 的振荡电阻变为 R28 和 R17(R17 见图 2)并联；而当输出电流小于设置的电流阈值时，Q1

8、 关断，UC3879 的振荡电阻为 R17。图 3 降频控制电路 实测样机在交流输入 440V 时，不降频的情况下，空载损耗有 220W 左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只有 130W 左右。3 实验结果 按照上述设计思想制作了 2 台试验样机，表 1 为其中一台实测的效率数据。表 1 实测效率 负载电流/A 负载电流/A 效率/效率/10 10 92.6 92.6 13 13 94.2 94.2 26 26 94.15 94.15 30 30 93.90 93.90 35 35 93.41 93.41 输入电压 380V，输出电压 240V。图 4 为 2A 负载时超前管 S1 的驱动波

9、形（CH1）和漏源极波形(CH2)；图 5 为 2A 负载时滞后管 S2 的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图 5可以看出滞后管还没有实现 ZVS；图 6 为 15A 负载时滞后管 S2 的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图 6可以看到滞后管已实现 ZVS；图 7 为 35A 负载时变压器的原边波形(20A/div)。图 4 2A负载时S1驱动波形与漏源极波形 图 5 2A负载时S2驱动波形与漏源极波形 图 6 15A负载时S2驱动波形与漏源极波形 图 7 35A 负载时变压器原边电流波形 4 结语 本文介绍的全桥移相 ZVSPWM 整流模块的开关管实现了 ZVS，输出 240V、35A时效率达到 93.4；而且由于采用了轻载变频的技术，使得空载损耗大为降低，具有广泛的应用前景。作者简介 余鋆（1970）,男，硕士,工程师,现从事高频开关电源和逆变器的研发工作。陈国森(1980),男，学士，助理工程师,现从事高频开关电源的研发工作