TD_SCDMA标准扩频扰码的原理和实现_胡冰.pdf

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1、3G专题数字通信D IGITAL COMMUN I CATI ON/2009110TD2SCDMA标准扩频扰码的原理和实现收稿日期:2009205229胡 冰,贾向东,傅海阳(南京邮电大学 通信与信息工程学院,南京210003)摘 要:TD2SCDMA(TD)标准的复扩频、扰码与3G其它两个标准扩频、扰码的原理和实现方法有很大的差别。CD2MA2000和FDD WCDMA均采用实数扩频、复扰码,即传统扩频扰码的概念。而TD标准却引入复扩频和加权系数、专用复扰码的应用理论和实现方案。给出TD复扩频、扰码的基本原理,并将它们的实现原理图等效为传统扩频扰码的电路形式,在此基础上初步分析了TD复扩频、

2、扰码的主要特点。关键词:TD2SCDMA;复扩频;复扰码Principle and i mplementation of spread spectrum scramblerin TD2SCDMA standardHU Bing,J I A Xiang2dong,FU Hai2yang(College of Communication and Information Engineering,NanjingUniversity of Posts and Telecommunications,Nanjing 210003,P.R.China)Abstract:Compared with the ot

3、her t wo 3G standards,the principle and implementation of the spectrum spreading andscrambling code in the TD2SCDMA(TD)standard has much difference.Both CDMA2000 and FDD WCDMA adopt realspectrum spreading and complex scrambling code,which is the traditional concept of spectrum spreading and scrambli

4、ngcode.While the TD standard brings the principle and realization of complex spectrum spreading,weighted coefficient,anddedicated complex scrambling code.This paper gives the basic principle of TD complex spectrum spreading and scramblingcode.Then,the main features of the TD complex spectrum spreadi

5、ng and scrambling code are analyzed.Key words:TD2SCDMA;complex spectrum spreading;scrambling code0 引 言TD2SCDMA(TD)标准采用了复扩频、复扰码方案,与CDMA2000或FDD WCDMA的扩频、扰码方案有很大的差别1。CDMA2000和WCDMA的扩频、扰码方案基本相同,其原理易于理解,可称其为传统的扩频扰码方案。目前,尚未找到能够详细给出TD标准扩频扰码工作原理的文献。文献124 中虽然给出了TD复扩频、复扰码方案的基本概念,但并未给出它与传统扩频扰码方案的主要差别。而且它们在TD复

6、扩频、复扰码方案的基本概念介绍中不是很详细,且也未给出它们的实现方案。文献526 只论及TD小区的复扰码规划问题。按照TD标准的定义,TD在复扩频的实现过程中,先要对其所选择的Walsh扩频码进行复加权,形成复扩频码。复加权函数由文献1 规定。还需要将数据信号进行复映射,然后再利用复扩频码对复映射后的数据进行复扩频。与传统的扩频扰码过程相比较,它的复扩频、复扰码过程有其特有的方法,经复扩频和复扰码后的信号特性亦与传统的扩频扰码方案有很大差别。本文将导出TD扩频扰码的基本原理,亦将给出它们发信和收信端的处理框图,还将说明TD复扩频、复扰码信号与传统扩频扰码信号的主要差别。由于文中给出的TD扰码原

7、理是我们独立探索和思考的,即给出的相关研究结论系由我们自行推导得出,其正确性还需请相关工程技术人员继续求证。1CDMA2000的扩频扰码方案为了和TD的扩频扰码方案进行比较,这里先02数字通信3G专题扼要介绍CDMA2000下行链路的扩频扰码方案7,见图1。FDD2WCDMA的扩频和扰码方案7 与CD2MA2000的方案类似,不再赘述。图1CDMA2000下行链路的扩频扰码方案图1中输入数据D经串并变换后形成2路并行码流b1和b2。CkQ为Walsh扩频码,当使用第5个码字、长度为128个码片的Walsh码时,可标为C5128,该扩频码也可视为小区内的信道地址码。经扩频后形成的2路信号I(Re

8、)和Q(I m)可视为1路复信号I Q的实部和虚部,即IQ=I+jQ(1)其中:Re和I m分别表示实部和虚部。图1中的SI(Re)和SQ(I m)分别表示复扰码序列的实部和虚部,有S=SI+jSQ(2)在CDMA2000中SI和SQ是由1个相同的长扰码与2短扰码PN码序列相乘形成,2短PN序列可视为小区地址码和I、Q信道的地址码。图1中所给出的扰码过程一般称为复扰码,这是因为由式(1)和式(2)表示的码序列均为复序列。由图1可以导得Im(Re)=ISI-QSQQm(I m)=ISQ+QSI(3)其中:Im,Qm分别代表复扰码器输出复数码序列的实部和虚部。此复扰码过程也可以表示为IQS=(I+

9、jQ)(SI+jSQ)=ISI-QSQ+j(ISQ+QSI)由式(3)可以看出复扰码器的物理概念,即由复扰码器形成正交分集发送的QPSK信号。这是因为在正交发送的2路2PSK信号中都含有I路和Q路信号,形成无线传输信号的1+1备份关系,若将2PSK的调制解调(modem)设备视为一套的话,在设备上形成1+1备份的关系,可大大提高信道和设备的可靠性。在上行信道中,复扰码的另一个作用是使QPSK调制2路正交载波的输出幅度相等,使系统的工作易于稳定。2TD2SCDMA的扩频和扰码211 扩频和扰码处理框图3GPP公布的TD2SCDMA的扩频和扰码过程1可用图2表示。图2TD2SCDMA中的扩频码和扰

10、码这里“QPSK”调制的作用是将数据序列D中的2个连续数据比特b(k,i)1,n,b(k,i)2,n映射为一个复数符号d(k,i)n,其映射关系见表1。文献2 将表1的定义称为QPSK调制是很不合适的,因为它不符合QPSK调制的定义8,应称为复变换。而且QPSK调制是由图2中的乘法器M4和M5完成,与此处的复变换无任何关系。3GPP的这种定义被大部分文献3,4,9采用。实际上,此处定义复变换的目的是为了实现TD2SCD2MA后续的复扩频和复扰码。经由此处定义的“QPSK调制”,输入的2路并行数据被变换为1路串行的复数符号dn,dn的定义见表1。图2中的乘法器M1,M2和M3分别用于复加权、复扩

11、频和复扰码。表12个连续二进制比特映射到复数符号连续二进制比特复数符号b(k,i)1,nb(k,i)2,nd(k,i)n00+j01+110-111-j子帧形成用于将经过扩频和扰码后的复值码片流形成如图3所示的发信号时隙帧结构。中间为中置序列(Midc),主要用于无线信道的识别,两边为发数据经扩频、扰码后的码片。可将时隙中的码片先设想为复值码片。复值码片经后接的实部和虚部分离后,将形成后接QPSK调制中2个低通滤123G专题数字通信D IGITAL COMMUN I CATI ON/2009110波器(LPF)的输入码片流,它们都具有图3所示的发信号时隙帧结构。图3 发信号的时隙帧结构212T

12、D2SCDMA的扩频码和扰码TD2SCDMA中的扩频码被定义为正交可变扩频因子码(OVSF),实际就是码字长度可变的Walsh码,它定义的码树见图4。图4OVSF码树与一般的Walsh码树相同。它的扩频与CD2MA2000和FDD WCDMA扩频的不同之处是:标准中规定每个扩频码伴随一个加权因子W(k)Q,它的取值见表2。表2W(k)Q的取值kw(k)Q=1w(k)Q=2w(k)Q=4w(k)Q=8w(k)Q=16111-j1-12+j1+j-j3+j+j14-1-115-j+j6-1-17-j-18119-j10+j11112+j13-j14-j15+j16-1当取扩频码为CK=1Q=4时,

13、应取WK=1Q=4=-j,以后将简写为C14和W14,TD2SCDMA中定义的复扩频由图2的乘法器M1和M2共同完成,因此上例中此时的扩频码应为CW14=C14W14(4)据图4和表2,应有CW14=-j,-j,-j,-j(5)此处定义加权因子的目的是为了完成TD2SCDMA所定义的复扩频过程。取表1中的复数据dn=j,用CW14进行复扩频,则有dncw=dnCW14=1 1 1 1(6)此时若将dncw解扩,则需按下述规则进行dn=dncw/CW14=144i=1dncwi(1/cw14i)=j(7)其中:1/cw14i=jjjj,可据(1/CW14)CW14=1求得。显然这里的解扩规则与C

14、DMA2000中的一般规则有很大的不同。一般的扩频和扰码都是在二进制的基础上进行的,模二情况下乘法和除法是等效的,所以在解扰时,只需将本地扩频码与已扩频码相乘即可。在TD2SCDMA中扩频是在表1所定义的复变换的基础上进行,复变换后的数据实际上是一种四进制数,需要使用除法过程才能实现解扩。还应注意的一个重要现象是:此处的扩频是在复变换后输出的串行四进制(+j,+1,-1,-j)数据流基础上进行,该数据流与图2中后接的由M4和M5完成的传统QPSK调制的两路输入信号I和Q不存在某种相互独立的对应关系,这也与CD2MA2000和FDD WCDMA所定义的传统扩频完全不同,传统扩频在I或Q两路独立信

15、号的基础上进行。传统扩频中的被扩频码流实质上与QPSK调制中的两路正交2PSK调制存在某种对应关系,可用于隔离两调制信号间的干扰。TD2SCDMA的扩频与传统扩频方法的差别较大,应继续研究它的抗自干扰性能。TD2SCDMA中的扰码也是在复变换的基础上进行,它先将实数的扰码序列Vk变换为复数扰码序列Vkc,其变换规则如下vkc=(j)ivki,i=1,2,16(8)在文献2 中,取第28号扰码时,有vk=28=-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,1,1,-1经复变换后得到的vkc见表3。表3中给出一个TD2SCDMA扩频扰码的计算实例,其中取输入数据序列22数字

16、通信3G专题表3 复扩频、扰码实例输入数据Db(b1b2)10110100复变换后的码元dn-1-j+1+jDtcw=DtcW14j-1-j+1C141111111111111111DtcwC14jjjj-1-1-1-1-j-j-j-j1111CW14=C14W14-j-j-j-j-j-j-j-j-j-j-j-j-j-j-j-jDtcC14W14jjjj-1-1-1-1-j-j-j-j1111Vi-1-1-11-1-1-11-1-1-11111-1Vi-j1j1-j1j1-j1j1j-1-j-1dnCW14Vi(DtcwC14Vi)1j-1jj-1-j-1-1-j1-jj-1-j-1D=1,0

17、,1,1,0,1,0,0。定义经扩频扰码后输出的复码片序列dncs=dnCWkQvkc(9)从表3中的最后一行可以看出,dncs中的每一个复码片,都只含有实部或虚部,这与CDMA2000或FDDWCDMA复扰码的输出有很大的不同,它们复扰码输出的每一个复码片都带有实部和虚部,形成正交分集发送。在TD2SCDMA中并不具备这种功能。213TD2SCDMA QPSK调制的特征根据文献1,图2中给出的QPSK调制过程可以描述如下4:“在发射端,数据经过扩频和扰码处理后,产生码片速率的复值数据流S。数据流中的每一复值码片按实部和虚部分离后再经过脉冲成形滤波器成形,就可以进行QPSK(或8PSK)调制。

18、”因为图2中QPSK调制器的输入复值码片序列S的每一个复码片只含有虚部或实部,所以其调制过程可以有2种理解方法。下面以表3中的例子做具体分析。一种理解方法是,实部走Re路、虚数走I m路进行调制。按照表3,这里Re路码片序列的值是:+1,-1,-1,-1,-1,+1,-1,-1;I m路为:+j,+j,+j,-j,-j,-j,+j,-j,复数+j和-j也是用+1和-1表示的,所以I m路的码片值为:+1,+1,+1,-1,-1,-1,+1,-1。按照这种分路方式,可能存在2个问题。第1个问题在接收端解调后,无法恢复原信号。一般的QPSK调制,都是将输入数据流D奇偶分路后,分别送入I(Re)Q(

19、I m)支路,解调后可以按照奇偶顺序还原数据流D。从表3的最后一行可以看到,由于实部和虚部并不是按奇偶顺序组合的,也没有固定的规律,因此无法确定解调出来的两路对应信号的组合规则,所以在接收端可能无法恢复码片流S,即dncs。第2个问题是,进入QPSK调制的复值码片序列是四进制的,分路后就变成了两路二进制码片信号,每一路二进制信号只有8位码片,但是输入的信号是8 bit,经串并变换形成4个码元,按照扩频因子QK=4,分路后Re和I m路信号都应有16个码片,但是按上述方法处理时只有8个码片,信息丢失了一半,不符合扩频的一般规则,可以考虑取扩频、扰码的码片流速率为21128Mcps。但是上述第一个

20、问题还是无法解决。因此这种理解方法应该是不对的。另外一种理解方法是,将每一个复码片都视为复数,比如+1视为1+j0,+j看成0+j。每一个复码片都分成Re和I m两路,按照表3中的例子,Re路输入的码片值是+1,0,-1,0,0,-1,0,-1,-1,0,+1,0,0,-1,0,-1,I m路为0,+1,0,+1,+1,0,-1,0,0,-1,0,-1,+1,0,-1,0。在这种情况下,图1 Re信道中传输的值为1或-1的码片数为8,其它8个码片的值为0,即无cosw t分量输出。这样的安排意味着在QPSK码片传输信道中,有1/2的码片未用于传输信息,会导致QPSK信号占用带宽的大量浪费。这8

21、个码片对应输入数据dn的4个码元。所以此时的扩频系数SF=2,而不是C14这个扩频码所标注的SF=4。后面还会证明这一点。此时,图1中的QPSK调制器形成的星座图见图5(a),和图5(b)中的传统QPSK调制器星座图差别较大。图5(a)中,I路和Q路信号都具有-1,0,13值,收端需要进行三电平判决,而传统的QPSK方式只需二电平判决即可。在要求的误码率相同时,三电平判决要求的信噪比较高。这意味着要求的发功率上升,即功率利用率下降。此处存在的另一个问题是,当图5(a)中I或Q路的输入信号为0时,所用正交调制器的I路或Q路所对应的正交载波coswt或sinwt无输出。将会对该调制器的线性度提出极

22、高要求。在传统QPSK调制器中,两路正交载波的输出幅度相等。323G专题数字通信D IGITAL COMMUN I CATI ON/2009110图5 星座图图1中给出传统扩频扰码方案的实现框图,显然复扰码的电路复杂性较高。复扩频电路的复杂性与复扰码类似。对于下行链路而言,一般是先做1路信号的扩频,然后再将多路扩频信号合成后,再进行复扰码,因此下行链路复扩频电路的复杂性上升。对于上行链路而言,可采用式dncs=dn(CWkQvkc)一次实现复扩频和扰码,电路复杂度变化不大。此处值得注意的另一问题是输入数据流D中的b1和b2信号到底是在正交调制器的I路还是Q路信道中传输也是不确定的,或许有某种I

23、,Q信道正交分集作用,但也会给b1和b2信号的均衡带来困难,因为此时很难确定究竟是I,Q的信道的哪个脉冲形成滤波器在起作用。采用类似方法在每个时隙中发送中置序列midc时,在I或Q路信道中都将有1/2的码片值为0,即在1/2的时间内cosw t和sinw t均为0。当利用中置序列的逆调制恢复载波时,会导致载波恢复的难度加大。3TD QPSK解调、复解扩和复解扰的基本结构 接收机信号处理的一般准则是根据发信号处理框图进行收信号的逆处理,根据该原则可以画出TD2SCDMA QPSK解调、解扰、解扩和RAKE接收的基本结构。见图6。图6QPSK解调、解扰、解扩和RAKE接收的结构接收的QPSK信号先

24、送入QPSK解调器中的乘法器M1和M2,恢复的本地载波coswLt和-sinwLt必须与接收信号中的对应载波同频同相,它们可以利用收中置信号的逆调制过程取得。图中的分接电路用于中置和数据部分的分离,数据部分的2路信号Re(I)和I m(Q)经复变换形成 dncs,再经解扰码和解扩频取得输出信号 dn1和 dn2,此处 dn1和 dn2分别指RAKE接收机所需要的2路径信号的解调输出,假定 dn1超前td时,可将其延时后和 dn2合并,最终取得 dn。由M3和V0cb2分别实现的复解扰和复解扩过程也可以合并在一个复数乘法器中进行,此时复乘法器的一路输入应为1/(VkCL1CWkQL1)。4 复扩

25、频、复扰码和传统扩频、复扰码的等效性 可以将复扩频和复扰码表示为图7中的复数形式,图中的乘法器M1也是一个复数乘法器,可以用图1中的M3,M4,M8构成。图7 复扩频、复扰码的复数形式此时令I=Re(dn),Q=I m(dn),dn、I和Q的取值见表4。这里与传统扩频方式不同的是将要送去复扩频、扰码的I,Q两路数据码元流中存在一半的“0”值码元,且为三电平码元流。在传统扩频方式中,I,Q两路码元流都是二电平的,不会有0值码元出现。它的出现将会导致QPSK发送的码片流也出现一半的0值码片,会浪费1/2的发信带宽。表4dn、I和Q的值dn-1-j1jIRe(dn)-1010Q I m(dn)0-1

26、01再令SI=Re(CW14Vkc),SQ=I m(CW14Vkc)(10)取表3中的Vkc和CW14时,它们的值见表5。由式(3)有Im=ISI-QSQ=42数字通信3G专题表5CW14Vkc,SI和SQ的值CW14VkC-1-j1-j-1-j1-j-1-j1-j1j-1jSI-1010-1010-101010-10SQ0-10-10-10-10-10-10101ISI10-100000-10100000QSQ0000010100000101ISQ010100000-10-10000QSI000010-10000010-10Im10-100-10-1-10100-10-1Qm010110-1

27、00-10-110-10dncs1j-1jj-1-j-1-1-j1-jj-1-j-1Re(dn)Re(CW14Vkc)-I m(dn)I m(CW14Vkc)(11)Qm=ISQ+QSI=Re(dn)I m(CW14Vkc)+I m(dn)Re(CW14Vkc)(12)在表5中列出Im,Qm和dncs的计算结果,将此处的dncs与表3中最后一行给出的dnCW14Vi进行比较,可以发现经2种不同处理方法得到的、经过复扩频、扰码的2个复序列是完全相同的。至此,已将TD的复扩频和复扰码等效为与传统扩频扰码方案相似的表达形式。可以给出实用的TD复扩频、复扰码电路见图8。下面将利用解扩和解扰从Im和Qm

28、中恢复I(Redn),以判定TD系统的扩频增益GSF和扩频系数SF的关系,在TD系统中SF由CkQ的下标Q表示,有SF=Q。略去自干扰,取表5中首四位码片时,有IL=ImRSI L+QmRSQL=144k=0ImRkSI Lk+144k=0QmkSQk=14(-2)+14(-2)=-1(13)与CDMA2000的扩频、复扰码相比较,由上式可以判定此处的扩频增益GSF=2,而此处的Q=4,因此有GSF=Q/2。而在传统扩频系统中GSF=Q=SF。TD的扩频增益减少为扩频系数的1/2,这主要是因为Re(dn)、Re(CW14Vkc)等分量中有半数码片的值为0。由式(11)也可以给出可供实用的QPS

29、K解调、解复扩频、复扰码电路,见图9。为简化图形,此处未考虑RAKE接收方案。从式(11)和表5也可以判定,虽然式(11)为复扰码表达式,但是并不具备正交分集发送功能。这是因为Im的表达式中虽然含有I路和Q路信号,但是在同一时刻总有一项信号的码片值为0。然而,由式(11)和(12)也可以判定,在IL中将引入QPSK正交信道间的自干扰,会导致系统容量下降。上述TD复扩频和复扰码的性能讨论指出:TD的复扩频、扰码并未引入CDMA2000复扰码的优点,即形成正交分集发送功能,却引入了CDMA2000的缺点,即(下转第41页)52数字通信研究与开发输格式不恰当带来的误码。HARQ的实施可以使AMC系统

30、所需的MCS级数减少,也降低了AMC系统对测量错误和传输波动的敏感。两者的结合使用必将为通信系统带来更好的吞吐量与更稳定的链路性能。参考文献:1 3GPP.TR251804 v.611101Feasibility Study on UplinkEnhancements for UTRA TDD EB/OL.2009202220.http:www.3gpp.org.2 甘志辉.TD2HSUPA技术研究及其网络规划分析J.移动通信,2007,(31)6:41245.3 刘培,葛建华,刘刚.基于无线信道经济的自适应调制J.电子与信息学报.2004,36(9):138921394.4 冯宇.HSUPA

31、系统中HARQ技术的研究D.北京:北京邮电大学,2007.5 余谦.基于TD2SCDMA的AMC技术研究J.通信技术,2008,(41)5:56258.6 方熊飞.自适应编码调制技术及其在HSDPA中的应用研究D.哈尔滨:哈尔滨工业大学,2006.作者简介:张晓玲(1982-),女,河北任县人,主要研究方向为第三代移动通信;封志宏,副教授,硕士生导师,主要研究方向为第三代移动通信。(编辑:郭 毅)(上接第25页)引入正交信道间的自干扰。而且,在QPSK传输信道中,有1/2的码片未用于传输信息。1/2码片不发送信息的做法在不使用智能天线的情况下是可行的,此时,虽然对某个用户而言损失了1/2的发信

32、速率,即信息容量,但是系统内的自干扰下降,不会影响系统容量。然而,在使用智能天线的情况下,这种做法并不可取。因为在某个用户的特定方向上,系统内的自干扰约等于0,此时需要提高的是用户的信息容量。不然会引起传输占用频谱的浪费。此外,还存在三电平判决引起的功率利用率下降问题。5 结束语本文详细推导和论证了TD复扩频和复扰码的工作原理,并根据它的工作原理,给出复数基础上的扩频和扰码的收发信原理框图,再在其基础上给出它们的电路实现框图,利用一个TD复扩频、扰码的实例,证明了它们的等效性。从表5复扩频、扰码的输出序列Im和Qm的表达式中可以看出,由于其中1/2的码片值为0,所以在QPSK调制信号中,用户将

33、损失1/2的发信功率。将TD在复数基础上实现的扩频、扰码方案与CDMA2000或WCDMA采用的传统扩频、扰码方案相比较,发现当TD采用扩频系数SF=4的扩频码时,其实际获得的扩频增益GSF与SF=2相当,但不会引入正交分集发送的1+1备份作用,使系统的稳定性下降。以上研究结论系一家之言,还需继续求证。参考文献:1 3GPP.TS 251223 version 61010 Release 6,ETSI TS 125233 V61010EB/OL.(2003212210)2009204220.http:www.3gpp.org.2 谢显中.TD2SCDMA第三代移动通信系统技术与实现M.北京:电

34、子工业出版社,2004.3 彭木根,王文博.TD2SCDMA移动通信系统M.2版.北京:机械工业出版社,2005:7.4 李小文.TD2SCDMA第三代移动通信系统、信令及实现M.北京:人民邮电出版社,2003:1.5聂昌.TD2SCDMA下行同步码分析及扰码规划探讨J.邮电设计技术,2007(2):17222.6 罗建迪,单刚,洪陈春.T D2SCDMA与WCDMA扰码规划比较J.电信工程技术与标准化,2007,(20)4:17220.7 胡捍英.第三代移动通信系统M.北京:人民邮电出版社,2001:8.8PROAKIS J G.Digital CommunicationsM.4 ed.NewYork:McGraw2Hill,2001.9 段玉宏.TD2SCDMA无线通信原理与实现M.北京:人民邮电出版社,2007:12.作者简介:胡 冰(1984-),男,山东文登人,硕士研究生,主要研究方向为移动通信与无线技术,E2mail:;贾向东(1971-),男,甘肃渭源人,博士,主要研究方向为移动通信与无线技术,E2mail:;傅海阳(1951-),男,浙江义乌人,教授,博士生导师,主要从事移动互联网、移动通信与无线技术等,E2mail:。(编辑:郭 毅)14