现代数字调制技术要点学习教案.pptx

《现代数字调制技术要点学习教案.pptx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《现代数字调制技术要点学习教案.pptx（61页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、会计学1现代数字调制现代数字调制(tiozh)技术要点技术要点第一页，共61页。n n抗干扰性（电波传播影响、多径衰落）抗干扰性（电波传播影响、多径衰落）n n已调信号带宽已调信号带宽n n使用、成本因素使用、成本因素n n好的数字调制方式应有的特点好的数字调制方式应有的特点n n低信噪比下具有低信噪比下具有(jyu)(jyu)良好的误码性能良好的误码性能n n良好的抗多径衰落能力良好的抗多径衰落能力n n较小带宽较小带宽n n使用方便、成本低使用方便、成本低2.2.数字调制方式应考虑数字调制方式应考虑数字调制方式应考虑数字调制方式应考虑(kol)(kol)的因素：的因素：的因素：的因素：第2

2、页/共61页第二页，共61页。3.数字数字(shz)调制方式调制方式的分类的分类n n单载波调制：单载波调制：n n 某一时刻调制只使用单一载波某一时刻调制只使用单一载波n n恒定恒定(hngdng)(hngdng)包络调制包络调制n nFSKFSK、PSKPSKn nOQPSKOQPSK、/4-QPSK/4-QPSK、MSKMSK、GMSK GMSK n n不恒定不恒定(hngdng)(hngdng)包络调制包络调制n nASKASKn nQAMQAMn n多载波调制：多载波调制：n n 某一时刻调制使用多个载波某一时刻调制使用多个载波n nOFDMOFDM第3页/共61页第三页，共61页。

3、本章本章(bn zhn)目录目录n n8.1 偏移(pin y)四相相移键控（OQPSK）n n8.2/4四相相移键控（/4-QPSK）n n8.3最小频移键控（MSK）n n8.4高斯最小频移键控（GMSK）n n8.5 正交幅度调制（QAM）n n8.6 正交频分复用（OFDM）第4页/共61页第四页，共61页。8.1 8.1 偏移偏移(pin y)(pin y)四相相移键控四相相移键控（OQPSKOQPSK）n nQPSK在数字调制下的问题n n调制信号带宽为无穷宽，而实际的信道带宽总是有限的。n n码组中两个比特同时变化时有相位翻转现象，引起包络起伏。n n包络起伏会导致频谱扩散(ku

4、sn)，增加邻信道干扰。n n为了克服QPSK调制已调信号带宽无穷宽、包络起伏、频谱扩散(kusn)的问题，消除QPSK调制下相位翻转现象，在QPSK的基础上提出了OQPSK。第5页/共61页第五页，共61页。QPSK调制调制(tiozh)的原理的原理n n正交调制方法n n对数据进行串/并变换，将二进制数据每两个比特分为一组。一共有四种组合（1，1）、（1，-1）、（-1，1）和（-1，-1）。n n每组前一比特为同向分量I，后一比特为正交分量Q。n n利用(lyng)同向分量、正交分量分别对两个正交的载波进行2PSK调制，最后将结果叠加。第6页/共61页第六页，共61页。QPSK调制调制(

5、tiozh)和和OQPSK调调制制(tiozh)的相位图的相位图 如图如图(a)(a)所示，所示，QPSKQPSK信号的相位在信号的相位在4 4种可能的相位上跳变，跳种可能的相位上跳变，跳变量可能为变量可能为/2/2或或。当跳变量为。当跳变量为时发生相位翻转，引起最时发生相位翻转，引起最大包络大包络(bo lu)(bo lu)起伏。起伏。第7页/共61页第七页，共61页。OQPSK调制调制(tiozh)表达式表达式 其中I(t)表示同相分量；表示正交分量，它相对(xingdu)于同相分量偏移Ts/2。由于(yuy)同相分量和正交分量不能同时发生变化，相邻一个比特信号的相位只可能发生/2的变化。

6、从而消除了相位翻转的现象。第8页/共61页第八页，共61页。OQPSK的的I、Q信道波形信道波形及相位及相位(xingwi)路径路径 消除了相位翻转现象后，OQPSK信号(xnho)中包络的最大值与最小值之比约为 ，不再有很大的包络起伏。第9页/共61页第九页，共61页。OQPSK的调制的调制(tiozh)、解调原理解调原理第10页/共61页第十页，共61页。OQPSK和和QPSK的比较的比较(bjio)n n均采用相干解调，理论上误码性能相同。均采用相干解调，理论上误码性能相同。n n频带受限的频带受限的OQPSKOQPSK信号包络比频带受限的信号包络比频带受限的QPSKQPSK信号的小，经

7、限信号的小，经限幅放大后功率谱展宽的少，所以幅放大后功率谱展宽的少，所以OQPSKOQPSK的性能优于的性能优于QPSKQPSK。n n实际中，实际中，OQPSKOQPSK比比QPSKQPSK应用更广泛应用更广泛 。n nOQPSKOQPSK信号不能接受差分信号不能接受差分(ch fn)(ch fn)检测，接收机的设计比较复杂。检测，接收机的设计比较复杂。第11页/共61页第十一页，共61页。8.28.2/4四相相移键控四相相移键控（/4-QPSK）/4-QPSK调制是对OQPSK和QPSK在最大相位变化上进行折衷，是在QPSK和OQPSK基础上发展起来的。与QPSK和OQPSK相比的优势最大

8、相位改变为45或135，比QPSK相位变化小，改善了功率谱特性。改进了解调方式。QPSK和OQPSK只能采用(ciyng)相干解调，/4-QPSK可以采用(ciyng)相干解调和非相干解调。功率效率高，抗干扰能力强。能有效地提高频谱利用率，增大系统容量。第12页/共61页第十二页，共61页。/4-QPSK调制信号调制信号(xnho)的相位点的相位点n n已调信号(xnho)的相位被均匀地分配为相距/4的8个相位点，如下图：n n8个相位点分为两组，每组中各相位点相距/2。n n已调信号(xnho)只能在不同组之间交替跳变，相位跳变值只有45和135四种取值。第13页/共61页第十三页，共61页

9、。设已调信号设已调信号(xnho)(xnho)为为分析(fnx)式中，为 kTt(k+1)T 间的附加(fji)相位。将上式展开，得到 其中，为是前一码元附加相位 与当前码元相位跳变量 之和，可表示为：第14页/共61页第十四页，共61页。设当前设当前(dngqin)(dngqin)码元的两正交信号分别表示为码元的两正交信号分别表示为令前一码元的两正交信号(xnho)为 Ik-1=cosk-1，Qk-1=sink-1 则当前码元信号(xnho)可表示为 由此可知，当前码元的信号（Ik，Qk）不仅与当前码元相位跳变量有关，还与前一码元的信号（Ik-1，Qk-1）有关，即与信号变换(binhun)

10、电路的输入码组有关。第15页/共61页第十五页，共61页。双比特信息双比特信息Ik,Qk和相邻码元之和相邻码元之间相位间相位(xingwi)跳变跳变 之间的之间的关系关系 由表可见，码元转换时刻的相位跳变量只有/4和3/4共4种取值，不可能产生如QPSK信号的相位跳变，从而使得(sh de)信号的频谱特性得到较大改善。Ik,Qk与 的对应关系第16页/共61页第十六页，共61页。/4-QPSK信号信号(xnho)的产生的产生同相分量Ik 和正交分量Qk 通过脉冲成形滤波器后，分别形成进入QPSK调制器的同相分量I(t)和正交分量Q(t)，然后对两个相互(xingh)正交的载波调制，产生/4-Q

11、PSK信号。调制前，二元信息经过(jnggu)串/并变换分成两路，再经过(jnggu)电平变换形成同相分量Ik 和正交分量Qk，这里的电平变换又称为信号映射。第17页/共61页第十七页，共61页。全数字式全数字式/4-QPSK调制器调制器第18页/共61页第十八页，共61页。全数字式全数字式/4-QPSK调制器调制器 载波信号(xnho)发生器将产生相位为0、/4、/2、7/4等8种载波信号(xnho)，固定送给相位选择器D0、D1、，D7。地址码发生器由编码电路和延迟电路组成，编码器完成双比特Ik、Qk输入(shr)和3比特Ak、Bk、Ck输出之间的转换，延迟电路完成相对码变换。3比特(b

12、t)共有8种取值，每种取值对应控制8选1相位选择器，把所需的载波选取出来，再经滤波器形成/4-QPSK输出信号。由于信息包含在两个抽样瞬间的载波相位差之中，故解调时只需检测这个相位差。这种解调器具有电路简单，工作稳定，易于集成等特点。第19页/共61页第十九页，共61页。/4-QPSK非相干差分延迟非相干差分延迟(ynch)解调解调 优点(yudin)在于不需要载波提取，可简化接收机设计。且在存在多径衰落时，性能优于OQPSK。第20页/共61页第二十页，共61页。8.3 8.3 最小频最小频移键控移键控（MSK）最小频移键控（MSK）是2FSK的改进，它是二进制连续相位频移键控的一种(y z

13、hn)特殊情况。本节内容提要引言8.3.1 MSK信号的正交性 8.3.2 MSK信号的相位连续性 8.3.3 MSK信号的产生与解调 8.3.4 MSK信号的功率谱特性 第21页/共61页第二十一页，共61页。引言引言(ynyn)n nFSK的不足之处n n频带利用率低。所占频带宽度比2PSK大。n n存在包络(bo lu)起伏。用开关法产生的2FSK信号其相邻码元的载波波形的相位可能不连续，会出现包络(bo lu)的起伏。n n2FSK信号的两种波形不一定保证严格正交。n nMSK信号的特点n nMSK信号的包络(bo lu)恒定不变。n nMSK是调制指数为0.5的正交信号，频率偏移等于

14、（1/4Ts）Hz。n nMSK波形的相位在码元转换时刻是连续的 n nMSK波形的附加相位在一个码元持续时间内线性地变化/2。第22页/共61页第二十二页，共61页。8.3.1 MSK信号信号(xnho)的正交性的正交性 MSK信号(xnho)可以表示为,式中，表示载频；表示相对载频的频偏；表示第k个码元的起始相位；ak=1是数字基带信号(xnho)；称为附加相位函数，它是除载波相位之外的附加相位。第23页/共61页第二十三页，共61页。当ak=+1时，信号(xnho)频率为当ak=-1时，信号(xnho)频率为因此(ync)可计算出频差为即最小频差等于码元传递速率的一半。对应的调制指数为第

15、24页/共61页第二十四页，共61页。8.3.2 MSK信号信号(xnho)的相位连的相位连续性续性根据相位 的连续条件(tiojin)，要求在 时满足可以(ky)得到 可见，MSK信号在第k个码元的起始相位不仅与当前的 有关，还与前面的 和 有关。第25页/共61页第二十五页，共61页。为简便(jinbin)起见，设第一个码元的起始相位为0，则或 以下讨论在每个码元间隔Ts内相对于载波(zib)相位的附加相位函数的变化 由 可知，是MSK信号的总相位减去随时间(shjin)线性增长的载波相位得到的剩余相位，它是一个直线方程式。在一个码元间隔内 当 时，增大 当 时，减小（MSK 相位网格图）

16、第26页/共61页第二十六页，共61页。例例8-1 8-1 已知载波频率已知载波频率fc=1.75/Tsfc=1.75/Ts，初始，初始(ch sh(ch sh)相位相位 。解：(1)当ak=-1时，信号(xnho)频率f1为当ak=+1时，信号(xnho)频率f2为(2)最小频差 它等于码元传递速率的一半。(1)当数字基带信号ak=1时，MSK信号的两个频率f1和f2分别是多少？(2)对应的最小频差及调制指数是多少？(3)若基带信号为+1-1-1+1+1+1，画出相应的MSK信号波形。第27页/共61页第二十七页，共61页。调制指数为调制指数为(3)根据以上计算结果，可以(ky)画出相应的M

17、SK波形 “+1”和“-1”对应MSK波形相位在码元转换时刻是连续的，而且在一个码元期间(qjin)所对应的波形恰好相差1/2载波周期。第28页/共61页第二十八页，共61页。8.3.3 MSK信号信号(xnho)的产生与的产生与解调解调 考虑到考虑到 ,或或 ，MSKMSK信号可以用两个正交分量信号可以用两个正交分量(fn ling)(fn ling)表示为表示为式中，为同相分量(fn ling)；为正交分量(fn ling)。由此可以得到MSK信号的产生框图。第29页/共61页第二十九页，共61页。MSK信号信号(xnho)的产生的产生方框图方框图 图中输入(shr)数据序列为ak，它经过

18、差分编码(bin m)后变成序列ck。经过串/并转换，将一路延迟Ts，得到相互交错一个码元宽度的两路信号Ik和Qk。加权函数 和 分别对两路数据信号Ik和Qk进行加权，加权后的两路信号再分别对正交载波 和 进行调制，调制后的信号相加再通过带通滤波器，就得到MSK信号。第30页/共61页第三十页，共61页。MSK解调解调(ji dio)n n由于由于MSKMSK信号信号(xnho)(xnho)是一种是一种FSKFSK信号信号(xnho)(xnho)，所以它可，所以它可以采用相干解调和非相干解调。以采用相干解调和非相干解调。MSK信号经带通滤波器滤除带外噪声，然后(rnhu)借助正交的相干载波与输

19、入信号相乘，将Ik和Qk两路信号区分开，再经低通滤波后输出。同相支路在 2kTs 时刻抽样，正交支路在(2k+1)Ts时刻抽样，判决器根据抽样后的信号极性进行判决，大于0判为“1”，小于0判为“0”，经串/并变换，变为串行数据。与调制器相对应，因在发送端经差分编码，故接收端输出需经差分译码后，即可恢复原始数据。第31页/共61页第三十一页，共61页。8.3.4 MSK信号的功率信号的功率(gngl)谱谱特性特性经推导经推导,MSK,MSK信号信号(xnho)(xnho)的归一化双边功率频谱密度的归一化双边功率频谱密度 的表达式的表达式为为 式中，fc为载频(zi pn)，Ts为码元宽度。按照上

20、式可以画出MSK信号的功率谱曲线。第32页/共61页第三十二页，共61页。图中实线为图中实线为MSKMSK功率谱曲线。图中横坐标是以载频为中心画的，即横坐功率谱曲线。图中横坐标是以载频为中心画的，即横坐标代表频率标代表频率(pnl(pnl)；TsTs表示二进制码元间隔。表示二进制码元间隔。图中还给出了其他几种调制信号的功率(gngl)谱密度曲线作为比较。由图可见，与QPSK和OQPSK信号相比，MSK信号功率(gngl)谱更为集中，即其旁瓣下降得更快。故它对相邻频道的干扰较小。具体的计算数据表明，包含99%信号功率(gngl)的带宽近似值中，MSK最小，约为1.2/Ts；QPSK及OQPSK其

21、次，为6/Ts；BPSK最大，为9/Ts。由此可见，MSK信号的带外功率下降非常快。第33页/共61页第三十三页，共61页。8.4 高斯高斯(o s)最小频移键控（最小频移键控（GMSK）n nMSK信号的不足：n n虽然包络恒定，带外功率谱密度下降快，但在一些通信场合还不能满足需要n n例如在移动通信中，MSK所占带宽和频谱的带外衰减速度仍不能满足需要，以至于在25kHz信道间隔内传输16kbit/s的数字信号时，将会产生邻道干扰(gnro)。n n对MSK调制方式的改进n n在频率调制之前，用一个高斯型低通滤波器对基带信号进行预滤波，滤除高频分量，使得功率谱更加紧凑。n n新的调制方式：高

22、斯最小频移键控（GMSK）。第34页/共61页第三十四页，共61页。高斯型滤波器的传输(chun sh)函数为式中，B为高斯(o s)滤波器的3dB带宽。将上式作傅里叶逆变换，得到此滤波器的冲击(chngj)响应为：式中，。由于 为高斯型特性，故称为高斯型滤波器。习惯上使用BTs来作为GMSK的重要指标。其中，B为3dB带宽，Ts为码元间隔。BTs表明了滤波器的3dB带宽与码元速率的关系，例如，BTs=0.5就表示滤波器的3dB带宽是码元速率的0.5倍。第35页/共61页第三十五页，共61页。GMSK信号信号(xnho)的的功率谱功率谱 n nGMSKGMSK信号的功率谱信号的功率谱很难分析计

23、算。很难分析计算。n n用计算机仿真的方法用计算机仿真的方法(fngf(fngf)得到的结果得到的结果如图如图.分析：GMSK具有功率(gngl)谱集中的优点。GMSK信号频谱特性的改善是以降低误比特率性能为代价的，预滤波器的带宽越窄，输出功率谱就越紧凑，但同时码间串扰（ISI）也越明显，即BTs值越小，码间串扰越大，误比特率性能也会变得越差。在实际应用中BTs应该折衷选择。第36页/共61页第三十六页，共61页。8.5 正交幅度正交幅度(fd)调制（调制（QAM）n n多进制的相位键控（MPSK）调制的特点n n在带宽和功率占用方面都具有优势，即带宽占用小和比特信噪比要求(yoqi)低。n

24、n随着进制数M的增加其误比特率难于保证。n n正交幅度调制（QAM）技术n n采用正交载波技术传输ASK信号，可使得频带利用率提高一倍。n n再结合多进制与其它技术，可进一步提高频带利用率，并改善M较大时的抗噪声性能。n n它是一种幅度和相位联合键控的调制方式。第37页/共61页第三十七页，共61页。分析分析(fnx)在QAM调制中，载波的幅度和相位两个参量同时受基带信号(xnho)控制在一个码元中的信号(xnho)可以表示为 上式可展开(zhn ki)为 令得到上式中，Xk、Yk 也是可以取多个离散值的变量。正交幅度调制是用两路独立的基带数字信号作为调制信号，对两个相互正交的同频载波进行抑制

25、载波的双边带调制，它利用已调信号的正交性质来实现两路并行的数字信息传输。第38页/共61页第三十八页，共61页。星座图星座图 QAM信号的表示：若QAM的同相和正交支路都采用(ciyng)二进制信号，则信号空间中的坐标点数目（状态数）M=4，记为4QAM。同相和正交支路都采用(ciyng)四进制信号将得到16QAM信号。以此类推，两条支路都采用(ciyng)L进制信号将得到MQAM信号，其中M=L2。矢量端点(dun din)的分布图称为星座图。通常用星座图来描述QAM信号的信号空间分布状态。第39页/共61页第三十九页，共61页。16QAM星座图分析星座图分析(fnx)对于16QAM来说，有

26、多种分布形式(xngsh)的信号星座图。p方型16QAM星座图，也称为(chn wi)标准型16QAM。p星型16QAM星座。方型星座图中，信号点共有3种振幅值和12种相位值。星型星座图中，信号点共有2种振幅值和8种相位值。比较：在无线移动通信的环境中，存在多径效应和各种干扰，信号振幅和相位的取值种类越多，受到的影响越大，接收端越难以恢复原信号，这使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。第40页/共61页第四十页，共61页。若所有(suyu)信号点等概率出现，则平均发射信号功率为 假设(jish)两种星座图的信号点之间的最小距离都为2，对于(duy)方型16QAM，信号平

27、均功率为 对于星型16QAM，信号平均功率为 由此可见，方型比星型16QAM的功率小1.4dB，而且方型星座的MQAM信号的产生及解调比较容易实现。方型星座的MQAM信号在实际通信中得到了广泛的应用。第41页/共61页第四十一页，共61页。当M分别(fnbi)为4163264时，MQAM信号的星座图 为了传输和检测(jin c)方便，同相和正交支路的L进制码元一般为双极性码元，其间隔相同。当L为偶数时，L个信号(xnho)电平取为1、3、（L-1）。如果M=L2为2的偶数次方，则方型星座的MQAM信号可等效为同相和正交支路的L进制抑制载波的ASK信号之和。如果状态数ML2，比如M=32，亦需利

28、用36QAM的星座图，将最远的角顶上的4个星座点空置，可以在同样的抗噪声性能下节省发送功率。第42页/共61页第四十二页，共61页。MQAM信号信号(xnho)功功率谱率谱n nMQAMMQAM信号是由同相和正交支路的信号是由同相和正交支路的 进制的进制的ASKASK信号叠加而成，信号叠加而成，所以所以(su(su y y)它的功率谱是两支路信号功率谱的叠加。它的功率谱是两支路信号功率谱的叠加。第一零点带宽(di kun)（主瓣宽度）为 ，即码元频带利用率为（baud/Hz）所以，MQAM信号的信息频带利用率为 利用已调信号的正交性，MQAM实现了两路数字信息在同一带宽内的并行传输，所以与一路

29、L进制的ASK信号相比较，相同带宽的MQAM信号可以传送2倍的信息量。第43页/共61页第四十三页，共61页。PSK和和QAM的抗噪声的抗噪声(zoshng)性能比较分析性能比较分析n n在矢量图中可以看出各信号点之间的欧式距离，相邻点的最小距离直接代表噪声容限的大小。n n随着进制数M的增加，在信号空间中各信号点间的最小距离减小，相应的信号判决区域随之减小。n n当信号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误概率(gil)将随之增大。n n对相同进制数的PSK和QAM的抗噪声性能可进行具体的比较。第44页/共61页第四十四页，共61页。分析分析(fnx)假设已调信号(xnho)的最大幅度为1，则

30、MPSK信号(xnho)星座图上信号(xnho)点间的最小距离为MQAM信号(xnho)方型星座图上信号(xnho)点间的最小距离为 式中，L为星座图上信号点在水平轴或垂直轴上投影的电平数，M=L2。可以看出，当M=4时，4PSK和4QAM的星座图相同，第45页/共61页第四十五页，共61页。当M=16时，假设最大功率（最大幅度）相同(xin tn)，在最大幅度为1的条件下 可见，超过(chogu)大约1.6dB。实际上，一般在平均功率相同的条件下来比较(bjio)各信号点之间的最短距离。可以证明，MQAM信号的最大功率与平均功率之比为 当M=16时，这个比值为1.8，即2.55 dB。表明1

31、6QAM系统的抗干扰能力优于16PSK。第46页/共61页第四十六页，共61页。8.6 8.6 正交频分复用正交频分复用(f yn)(f yn)（OFDMOFDM）本节目录本节目录(ml)(ml)：8.6.1 8.6.1 多载波调制技术多载波调制技术8.6.2 8.6.2 正交频分复用技术正交频分复用技术第47页/共61页第四十七页，共61页。引言引言(ynyn)n n前述各种调制系统在某一时刻都只用单一的载波频率来发送前述各种调制系统在某一时刻都只用单一的载波频率来发送信号，信道不理想时，会造成信号的失真和码间串扰。信号，信道不理想时，会造成信号的失真和码间串扰。n n多载波传输技术多载波传

32、输技术(jsh)(jsh)，把信道分成多个子信道，将基带，把信道分成多个子信道，将基带码元均匀分散到每个子信道中对载波进行调制传输。码元均匀分散到每个子信道中对载波进行调制传输。n n19571957年出现了使用年出现了使用2020个子载波并行传输低速率码元的多载波个子载波并行传输低速率码元的多载波系统，克服了短波信道上的严重多径效应，复杂度高。系统，克服了短波信道上的严重多径效应，复杂度高。n n2020世纪世纪8080年代，人们提出了采用离散傅里叶变换来实现多个年代，人们提出了采用离散傅里叶变换来实现多个载波的调制，简化了系统结构，使得正交分频复用载波的调制，简化了系统结构，使得正交分频复

33、用（OFDMOFDM）多载波调制技术）多载波调制技术(jsh)(jsh)趋于实用化。趋于实用化。n nOFDMOFDM是当今能提供高速率传输的各种无线解决方案最有前是当今能提供高速率传输的各种无线解决方案最有前途的方案之一，已经被列为第途的方案之一，已经被列为第4 4代（代（4G4G）移动通信的关键技）移动通信的关键技术术(jsh)(jsh)。第48页/共61页第四十八页，共61页。8.6.1 多载波调制多载波调制(tiozh)技术技术n n多载波调制技术是一种并行体制多载波调制技术是一种并行体制 n n将高速率数据序列经串将高速率数据序列经串/并变换并变换(binhun)(binhun)后分

34、为若干路低速数据流后分为若干路低速数据流 n n每路低速数据采用一个独立的载波进行调制，叠加在一起构成发送信号每路低速数据采用一个独立的载波进行调制，叠加在一起构成发送信号 n n在接收端用同样数量的载波对发送信号进行相干接收在接收端用同样数量的载波对发送信号进行相干接收 n n获得低速率信息数据后，再通过并获得低速率信息数据后，再通过并/串变换串变换(binhun)(binhun)得到原来的高速信号得到原来的高速信号 第49页/共61页第四十九页，共61页。与单载波系统与单载波系统(xtng)比，多载比，多载波调制技术的优点：波调制技术的优点：n n抗多径干扰和频率选择性衰落的能力强。n n

35、串/并变换降低了码元速率，从而增大了码元宽度，减少了多径时延在接收信息(xnx)码元中所占的相对百分比，以削弱多径干扰对传输系统性能的影响。n n如果在每一路符号中插入保护时隙大于最大时延，可以进一步消除符号间干扰（ISI）。n n可以采用动态比特分配技术，即优质信道多传输，较差信道少传输，劣质信道不传输的原则，可使系统达到最大比特率。第50页/共61页第五十页，共61页。多载波调制方式多载波调制方式(fngsh)中子载波设置中子载波设置的方案的方案n n传统频分复用方案 n n将整个频带划分为N个互不重叠的子信道。在接收端可以通过滤波器组进行(jnxng)分离。n n偏置QAM方案 n n在

36、3dB处载波频谱重叠，其复合谱是平坦的。n n正交频分复用（OFDM）方案，要求各子载波保持相互正交 n n是一种高效的调制技术，适合在多径传播和多普勒频移的无线移动信道中传输高速数据。n n具有较强的抗多径传播和频率选择性衰落的能力，并有较高的频谱利用率 第51页/共61页第五十一页，共61页。n n传统(chuntng)的频分复用方案和偏置QAM方案示意图n n (a)为传统的频分复用方案，它将整个频带划分为N个互不重叠的子信道。在接收端可以通过(tnggu)滤波器组进行分离。(b)为偏置QAM方案，它在3dB处载波频谱重叠，其符合(fh)谱是平坦的。第52页/共61页第五十二页，共61页

37、。8.6.2 正交频分复用技术正交频分复用技术正交频分复用（OFDM）作为一种多载波传输技术，要求各子载波保持相互正交。N个待发送的串行数据经过串/并变换之后得到码元周期为的N路并行码，码型选用双极性非归零矩形脉冲。然后用N个子载波分别(fnbi)对N路并行码进行2PSK调制，相加后得到发送信号。第53页/共61页第五十三页，共61页。分析分析(fnx)发送信号(xnho)波形可表示为 其中，An为第n路并行(bngxng)码；为第n路码的子载波角频率，且 。为了保证N个子载波相互正交，也就是在信道传输符号的持续时间内它们乘积的积分值为0。由三角函数系的正交性，任意2个子载波应满足的关系为 因

38、此，要求子载波频率间隔应满足第54页/共61页第五十四页，共61页。OFDM信号信号(xnho)的频的频谱结构谱结构 OFDM信号由N个信号叠加而成，每个信号的频谱都是为以子载波(zib)频率为中心频率的sinc函数。相邻信号(xnho)频谱之间有1/Ts宽度的重叠。第55页/共61页第五十五页，共61页。忽略(hl)旁瓣的功率，OFDM信号的频谱宽度为由于信道(xn do)中每Ts 内传N个并行的码元，所以码元速率所以(suy)码元频带利用率为可见，当N 1时，s 趋近于1。如果使用二进制符号传输，与用单个载波的串行体制相比，OFDM频带利用率提高近一倍。第56页/共61页第五十六页，共61

39、页。OFDM的解调的解调(ji dio)原理原理 在接收端，对 用频率为 (n)的正弦波在 进行相关(xinggun)运算，可以得到各子载波上携带的信息An(n)，然后通过并/串变换，恢复出发送的二进制数据序列。图中的实现方法需要N套正弦波发生器、调制器和相关(xinggun)解调器等设备，当N很大时，所需设备将会十分复杂和昂贵，所以这种方法在实际中很难应用。第57页/共61页第五十七页，共61页。用用DFT实现实现(shxin)OFDM的原理的原理 n n2020世纪世纪8080年代，人们发现可以采用离散傅里叶反变换年代，人们发现可以采用离散傅里叶反变换（IDFTIDFT）来实现多个载波的调

40、制，接收端用离散傅里叶变换）来实现多个载波的调制，接收端用离散傅里叶变换（DFTDFT）来实现解调，从而降低）来实现解调，从而降低OFDMOFDM系统的复杂度和成本，系统的复杂度和成本，使得使得(sh(sh de)OFDM de)OFDM技术更趋于实用化。技术更趋于实用化。将改写(gixi)为 如果对 sm(t)以N/Ts的抽样速率进行抽样，则在 内得到N点离散序列 。这时，抽样间隔T=Ts/N，则抽样时刻的ODFM信号为 第58页/共61页第五十八页，共61页。为简便(jinbin)起见，设 ，则有离散(lsn)傅里叶反变换（IDFT）形式为比较以上两式可以知道(zh do)，g(kT)的实

41、部就是sm(kT)。可见，OFDM信号的产生可以用快速离散傅里叶变换实现。第59页/共61页第五十九页，共61页。在发送端对串/并变换的数据序列进行IDFT，将结果(ji gu)经信道发送至接收端，然后对接收到的信号再作DFT，取其实部，就可以不失真地恢复出原始的数据。实际应用：在OFDM系统的实际应用中，可以采用(ciyng)更加方便快捷的快速傅里叶变换（FFT/IFFT）来实现调制和解调。p这样能显著降低运算的复杂度，并且易于和DSP技术相结合，通过使用软件无线电手段(shudun)实现大规模的应用。第60页/共61页第六十页，共61页。2007年12月61感谢您的观看(gunkn)！第61页/共61页第六十一页，共61页。