电子线路全套课件完整版电子教案最新板.ppt

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1、电子线路第 一 章功率电子线路1.1 概述概述功率电子线路是采用功率电子器件实现能量变换和控制功能的电路。功率电子线路分为功率放大电路和电源变换电路；n功率放大电路是在输入信号作用下,把直流能量转换成交流输出功率的放大电路；n电源转换电路是把电源能量进行特定方式转换的电路。1.1.1 功率放大器功率放大器功率放大器与小信号放大器的区别：小信号放大的是电压或者电流，对输出功率无要求。功率放大器的要求是，在安全工作条件下，高效率，小失真，输出尽可能大的功率。n集电极效率 PO 信号输出功率，PD 直流功率，功耗 PC，PO 相同，PC越小，C 越大。n大信号运用电路，放大管特性非线性引起失真比小信

2、号放大器大，减小非线性失真必须认真考虑。按照功率管不同工作状态，分为甲类，乙类，甲乙类和丙类等。集电极效率甲类最低，丙类最高。1.1.2 电源变换电路电源变换电路n将电源能量进行特定方式的变换nAC-DC：把交流电变成直流电 整流器整流器；nDC-DC：把一种数值的直流电变成另一种数值或者极性的直流电 斩波器斩波器；nDC-AC：把直流电能变成不同幅值，频率的交流电 逆变器逆变器；nAC-AC：把50Hz交流电变成不同幅值，频率的交流电 变换器变换器；它们同样要求选择合适的功率器件，并具有很高的效率。1.1.3 功率器件功率器件 大功率器件结构和性能参数与小信号器件不同 比如功率晶体管发射极面

3、积较大，较低，ICBO较 大，V(BR)CEO和ICM也较大。且集电极一般与管座相连，便于安装散热器。一、散热一、散热 热阻与温度的关系T2-T1=RTHP 集电极最大耗散功率PCM=(TjM-Ta)/Rth 集电结与周围环境的热阻Rth=R(th)jc+R(th)ca R(th)jc为结与底座的热阻，R(th)ca为管壳与周围环境的热阻 加散热器后的总电阻 Rth=R(th)jc+R(th)cs R(th)sa二、二次击穿二、二次击穿集电极电压超过V(BR)CEO而引起的击穿，只要限制击穿电流，是可逆的。而如果不限制电流，可能出现集电极电压迅速减小，电流急剧增大的现象，这种由高压小电流迅速转

4、移为低压大电流的现象就是二次击穿，而且不可逆。双扩散MOS管(Double-diffused MOSFET)，它可承受的电流高达数百安，电压高达几百伏，甚至上千伏。三、器件三、器件绝缘栅双极型功率管绝缘栅双极型功率管（IGBT）与双扩散MOS管相比，IGBT仅在高掺杂N+区与金属漏极之间插入一层高掺杂的P+区，与作为MOS管衬底的P+区之间夹着N区，形成两个PN结，构成PNP型晶体三极管，这个晶体三极管与MOS管共同组成组合管。1.2 功率放大器的电路组成和工作特性功率放大器的电路组成和工作特性性能分析时，器件采用大信号模型。工程上，采用图解分析。1.2.1 从一个例子讲起从一个例子讲起iC=

5、ICQ+ic=ICQ+Icmsint vCE=VCEQ+vce=VCEQ Vcm sint Vcm VCEQ VCC/2，Icm=Vcm/RL VCEQ/RL PL中交流功率Po=VcmIcm/2=VCEQICQ/2=PD/4，相应的最大集电极效率 1.2.2 甲类、乙类功率放大器的电路组成甲类、乙类功率放大器的电路组成 及其功率性能及其功率性能=n2RL 一、甲类变压器耦合功率放大电路一、甲类变压器耦合功率放大电路n直流负载线是自vCE=VCC出发的垂直线EF 直流负载线与iB=IBQ交点即为静态工作点Q。n交流负载线是一条通过Q点的直线MN，它的斜率为-1/n性能分析 iC =ICQ+Ic

6、msint vCE=VCEQ-Vcmsint，Vcm=IcmRL 输出信号功率：直流功率：PD=VCCICQ 集电极管耗：PC=PD-Po 集电极效率：PD一定时，要使输出信号功率最大，应使Q点正好在有效交流负载线的中点，即 Vcm=VCC-VCE(sat)，Icm=ICQ-ICEO。若忽略VCE(sat），ICEO，则有 Vcm=VCC，Icm=ICQ，Pomax=1/2 VCCICQ，cmax=50%。当Q点选定后，在充分激励情况下，仅有一个交流负载值，能输出最大信号功率，其交流负载线的中点必定通过Q点。vCEmax=2VCCV(BR)CEO VCC V(BR)CEO/2 iCmax =2

7、ICQI CM ICQ I CM/2 PCmax=PDP CM 还应保证动态点不超过二次击穿限定的安全区。安全工作条件安全工作条件二、乙类推挽功率放大电路二、乙类推挽功率放大电路变压器耦合电路互补推挽电路电路介绍电路介绍 两管配对，无信号时，截止，输出为0。加信号vi=Vimsint，两管轮流导通。正半周，T1导通，T2截止，iE1 iC1；负半周，T1截止，T2导通，iE2 iC2。负载RL的电流iL=iE1-iE2,为完整的正弦波。工作原理工作原理 假设T1和T2完全配对，ICEO和VBE(ON)均为零。管子导通时，交流负载为RL，交流负载线为从电源出发，斜率为-1/RL的直线。管子截止时

8、交流负载线为与横轴重合的水平线。性能分析性能分析n输入为正弦信号的推挽式乙类功放，在最大不失真条件下两管轮流导通，集电极电流在信号的不同半周为正弦波，另半周为零。n通过负载RL的电流 iL ic1-ic2=Icmsintn相应产生的电压 vL Vcmsint=RLIcmsintn负载功率：PL=Po=VcmIcm/2 n电源提供的总功率：PD=PD1PD2=2VCCIC0=2VCCIcm/n令电源电压利用系数为：n集电极效率CPo/PD(/4)n单管集电极功耗 PC1=PC2=(PD-PL)/2=(2/-/2)Pomax =2/0.636 PCmax 0.2Pomax n注意：注意：在乙类推挽

9、功率放大器中，PC的最大值既不出现在=0即静止状态，也不出现在=1即最大输出状态。因为小时，虽然Po小，但PD也小，结果PC小；反之，接近1时，虽然PD大，但 也高。PD中大部分转化为Po，结果PC也较小。n安全工作的条件：vCEmax2 VCC V(BR)CEO iCmax=Icm VCC/RL ICM PC1max=PC2max=0.2 PLomax PCMn 同时动态点不能超过二次击穿限定的安全区1.2.3 乙类互补推挽放大器实际电路乙类互补推挽放大器实际电路一、交叉失真和偏置电路一、交叉失真和偏置电路1.交叉失真交叉失真由于导通电压的影响，电路传输特性的起始段弯曲，因此两管合成的传输特

10、性在零点附近出现非线性，在输入正弦波激励下，输出合成电压波形将在衔接处出现严重失真，这就是交叉失真或者交越失真。加偏置可以克服失真。VBB=2 VTIn(IR/IS)2.二极管偏置电路二极管偏置电路VBE3=VTln(IC3/IS)VTln(IR/IS)VBB=VBE3(1+R1/R2)通过改变R1和R2，可提供需要的 VBB3.VBE倍增偏置电路倍增偏置电路 如果使用单电源供电，必须在公共负载端串接大容量电容 CL。CL可以充当VCC/2的直流电源作用。二、二、单电源供电的互补推挽电路单电源供电的互补推挽电路 复合管取代互补管，T1、T3为小功率管，T2、T4为大功率管，T1、T2等 效为一

11、个NPN管，T3、T4等 效为一个PNP管。复合管类型取决第一只管的 类型。这样的配对更容易实现。三三、准互补推挽电路、准互补推挽电路四、保护电路四、保护电路 保护电路有过流过流，过压过压和过热过热之分。过流保护电路五、输入激励电路五、输入激励电路1.3 集成功率放大器集成功率放大器1.3.1 LM380集成功率放大器集成功率放大器T1T6管为输入级，其中，T1、T3和T2、T4管接成共集共射组合差分放大电路。T5、T6为镜象电流源，作为有源负载，R3为发射极反馈电阻。差放中T3管的静态电流ICQ3（IEQ3）由 VCC通过T10管和R1设定，T4管的静态电流ICQ4（IEQ4）由输出静态电位

12、VOQ通过反馈电阻R2设定。1.3.2 功率运算放大器功率运算放大器在集成运放输出端接入T1T4管组成的互补推挽功率放大器。T5、T6管为电流自举电路，当T3（或T4）管电流iC3（或iC4）增大到R3（或R4）上的压降导致T5（或T6）管导通时，RL上便附加T5（或T6）管的输出电流。1.3.3 MOS管集成功率放大器管集成功率放大器T8、T9互补推挽输出级，由T10、T12和T11、T13推动；T7，R7，R8偏置电路，克服交越失真；IR，T6，R6共源放大器，推动两个双极型互补推挽电路；T14，T15和D6,，D7为T8，T9的过流保护电路；R9过流取样电路。PA04集成MOS功率放大器

13、的输出级电路。1.3.4 桥式功率放大器桥式功率放大器A1同相，A2反相，悬浮负载RL上的电压幅度为单个放大器的两倍接成桥路后，合成的输出功率为单个放大器的四倍四倍。1.3.5 集成集成Class D音频功率放大器音频功率放大器 Class D类功放采用了脉宽调制技术PWM(Pulse Width Modulation)，用模拟音频信号调制一系列矩形脉冲的宽度，使该等幅脉冲信号的宽度随模拟音频信号幅度大小而变化。因此，脉冲信号的宽度中包含了模拟音频信号。用该脉冲信号驱动输出功率级，产生信号，最后采用低通滤波器还原出音频信号。所以，输出功率管完全工作在开关状态，获得高效率。Class D音频功放

14、主要由比较器，三角波发生器，功率放大器和LC低通滤波器等组成。采用桥式输出可增加Class D功放的输出功率，只是需要产生两路互补PWM信号以驱动桥式输出功率级。在互补PWM信号激励下，T1、T4和T2、T3交错导通，输出功率增加到4倍。1.4 功率合成技术功率合成技术 n功率合成是实现多个功率放大器联合工作的技术。nA、B为功率提供端，C、D为功率合成端。C为同相合成端，D为反相合成端，在一端合成功率输出时，另一端无功率输出。n当Rd和Rc之间满足特定关系时，A、B两输入端彼此隔离。n功率合成电路也可实现功率分配的功能。1.4.1 功率合成电路的作用功率合成电路的作用一、变压器和传输线的工作

15、频带一、变压器和传输线的工作频带n上限频率主要受绕组电感和匝间分布电容限制，下限频率主要受到有限激磁电感量限制。传输线有极宽的工作频带和很高的上限频率。n传输线指连接信号源和负载的两根导线。低频工作，信号波长远大于导线长度时，传输线为两根普通的连接线，下限频率为零。高频工作，信号波长与导线长度可比拟时，两导线上的固有分布电感和线间分布电容的影响不能忽略。1.4.2 传输线变压器传输线变压器二、传输线变压器的工作原理二、传输线变压器的工作原理在上限频率范围内1：1倒相对称（平衡）与不对称（不平衡）的转换三、传输线变压器功能三、传输线变压器功能阻抗变换器 4：11：4Tr1魔T混合网络，Tr2 对

16、称一不对称变换器。Tr1两绕组上电压等于 vd/2 1.4.3 用传输线变压器构成的魔用传输线变压器构成的魔T混合网络混合网络 i=iaid，i=idib id=（ia+ib）ic=2i=iaib 一、功率合成一、功率合成i=（iaib）(1)ia=ib 反相输入(2)ia=-ib 同相输入 id=（ia+ib）ic=2i=iaib 分三种情况分三种情况ic=0 id=ia=ib Pd=Pa+PbC端无输出，D端合成va=vb=vd/2输入为正弦波Pc=Pa+Pbid=0 ic=2ia=2ib D端无输出，C端合成vd=0 （3）ia ib，va vb v=vd/2，vd=idRd，vc=ic

17、Rc，ic=2i va=v+vc=idRd+2iRc，vb=v-vc=idRd-2iRc 只要负载均为极端情况若 等同ib=0Pc=Pd=Pa/2 二、功率分配二、功率分配同相功率分配反相功率分配 三、另一种混合网络三、另一种混合网络由两个11传输线变压器组成实例实例宽带功率合成1.5 整流电路整流电路整流电路将电力网提供的频率为50Hz的交流电压变换为直流电压（或电流）。根据电路中采用的整流器件不同，下面按二极管整流电路、三极管整流电路和可控整流电路介绍1.5.1 二极管整流电路二极管整流电路二极管整流电路按半波、全波、桥式三种介绍Tr电源变压器，D整流二极管，RL负载，CL滤波电容。工作原

18、理工作原理：二极管上电压为（v2-v0），大于零D导通，给CL充电，充电时间常数RDC；小于零D截止，CL放电，放电时间常数RLC。RD0，iG=0，正向截止；2、vAK0，iG 0，正向导通；3、vAK0，反向截止；半波可控整流电路半波可控整流电路1.6 稳压电路稳压电路为获得稳定的直流电压，整流器后面一般都加接直流稳压电路。直流稳压电路分为并联型，串联型和开关型三种。并联型稳压电路是由稳压二极管构成的稳压电路，简单但稳压性能差。串联型稳压电路，除传统结构电路外，还介绍目前应用较广的低压差线性稳压电路。开关型稳压电路是一种非线性电路，电路中的主要器件工作于开关状态，从而获得更高的效率。1.6

19、.1 串联稳压电路串联稳压电路原理电路组成框图基准电压源电路基准电压源电路T16、T17为调整管。T15，D2和R11,R12,R13构成调整管的过压过流保护电路。T14为过热保护管。而T12，T13，D1，R4 R7和R18构成稳压器的启动电压。T1T7基准电压源电兼作比较放大器；R19，R20取样分压电阻。集成稳压电路集成稳压电路1.6.2 低压差线性稳压电路低压差线性稳压电路基于负反馈自动调节作用获得稳定的输出电压。取样电压加在比较放大器A的同相端，与加在反相端的基准电压Vref相比较，两者的差值经A放大后，控制串联调整管的压降，稳定输出电压。LDO与一般串联稳压电路的最大区别在于调整管

20、的接法。对控制信号前者为共源连接，调整管可工作在饱和区，甚至非饱和区。后者共集连接，调整管工作在放大区；一般串联稳压电路的输入和输出电压差至少为一个集射饱和电压和一个基射导通电压之和。对于LDO，当调整管工作于非饱和区时，其输出电压可以非常接近输入电压，即可获得非常小的压差。LDO的交流分析的交流分析以参考电压为输入，电压串联负反馈，深度负反馈1.6.3 开关稳压电路开关稳压电路一、直流一、直流直流变换器直流变换器 直流直流变换器有降压型、升压型和降压升压型三种典型电路。1、降压型变换器、降压型变换器VA=VI 控制d即可控制输出 d 1 即 T(osc)1 振幅起振条件 T(osc)=2n(

21、n=0,1,2,)相位起振条件 正反馈正反馈1、起振条件、起振条件在振荡幅度达到某一所需确定值时限制其增长，并最终达到平衡。使反馈网络的输出信号幅度恰巧等于环路所需的输入信号幅度。T(josc)=1 也称巴克豪森准则 T(osc)=1 振幅平衡条件 T(osc)=2n(n=0,1,2,)相位平衡条件2、平衡条件、平衡条件 起振时大于1，随振荡电压振幅增大而下降，平衡时等于1。因此，环路中必须包含非线性环节。非线性环节可以在放大器中，也可以出现在反馈网络中。3、环路增益特性、环路增益特性3.1.2 稳定条件稳定条件 电源电压、温度、湿度等外界因素变化破坏已维持的平衡条件。通过放大和反馈的反复循环

22、，振荡器越来越远离原来的平衡状态，导致振荡器停振或突变到新的平衡状态，表明原来的平衡状态是不稳定不稳定的。反之，如果通过放大和反馈的反复循环，振荡器能够产生回到平衡状态的趋势，并在原平衡状态附近建立新的平衡状态，当这些变化消失以后，又能恢复到原平衡状态，表明原平衡状态是稳定稳定的。1、振幅稳定条件、振幅稳定条件两个均为平衡点，但A点是稳定的，B点不稳定硬激励硬激励 必须外加大的电冲击产生大于 的起始扰动电压才 能进入平衡点A，产生持续等幅振荡的方式；软激励软激励 电源接通后自动进入稳定平衡状态的方式。2、相位（频率）稳定条件、相位（频率）稳定条件在振荡频率 附近相频特性 具有负斜率。要产生稳定

23、的正弦振荡，振荡器必须满足振荡的起振条件、平衡条件和稳定条件，它们缺一不可！注注 意意3.1.3 基本组成和基本分析方法基本组成和基本分析方法 基本组成基本组成：主网络和反馈网络，必须包含可变增益放大器和相移网络。组成形式：组成形式：集总和分散 集总方式集总方式 放大器和相移网络在电路上可以明确 分成两个部分。分散方式分散方式，放大器和相移网络在电路上无法明确 分开，相移分散在每个单级放大器中。可变增益特性可变增益特性：一种是利用放大管固有的非线性，称为内稳 幅；另一种插入非线性环节，称为外稳幅。相移网络：相移网络：LC谐振回路、RC相移和石英晶体谐振器等。基本分析方法（以集总形式为例）基本分

24、析方法（以集总形式为例）1、定性分析、定性分析2、定量分析、定量分析3、性能改进的分析、性能改进的分析组成、相位条件（是否正反馈）进行判断起振条件 用小信号等效电路计算注意注意 这是非线性电路的一个特例分析影响性能的原因，给出改进措施定性分析举例定性分析举例3.2.1 三点式振荡电路三点式振荡电路 特点特点：谐振回路三个引出端和三极管三电极连接。组成法则组成法则：B-E和C-E间为同性质电抗，B-C为异性质电抗 电路以发射极所接电抗命名 3.2 LC正弦波振荡器正弦波振荡器ColpittsHartley 一、电路一、电路例例 试以相位条件判断各交流通路所示电路能否振荡 Reo=LQo，Qo为回

25、路的固有品质因数。ZiRE/re/1/j 二、二、电容三点式的起振条件电容三点式的起振条件令Ri=RErere,C2=C2+Cbe若忽略损耗，X1+X2+X30起振条件 T(josc)1，令虚部B=0 求振荡频率，实部大于1，求振幅起振条件。B=0 即实部大于1 即gmA 为反馈系数三、三、自给偏置对电路的影响自给偏置对电路的影响例：例：试指出图示振荡电路中的错误，并改正四、如何提供直流偏置四、如何提供直流偏置3.2.2 差分对管振荡电路差分对管振荡电路E1648集成振荡器集成振荡器3.3 LC振荡器的频率稳定度振荡器的频率稳定度定义：在规定时间或规定温度，湿度，电源电压等变化范围内振荡频率的

26、相对变化量。频率稳定度有长期，短期和瞬时之分。当振荡频率为规定的fosc时，短期频稳度定义：3.3.1 影响频率稳定性的因素影响频率稳定性的因素3.3.2 提高频率稳度性的措施提高频率稳度性的措施 1、减小外界因素的影响 2、提高振荡回路标准性 减小L和C的相对变化量的措施是：采用高稳定的集总电感和电容；提高寄生参量的稳定性；采用温度补偿；在电路设计上则应考虑减小寄生参量及它在L和C中的比重等。3.3.3 克拉泼振荡电路克拉泼振荡电路 加了一个与L串接的电容C3。C3C1，C3105。电抗特性电抗特性串联谐振角频率并联谐振角频率晶体振荡电路晶体振荡电路 晶体工作在fs和fp之间，偏向于fs，呈

27、感性的频段内，等效为一个高高Q值电感值电感，与外电路电容构成并联谐振回路，相应构成的振荡电路称为并联型并联型晶体振荡电路。晶体工作在fs上，等效为短路线短路线，对应振荡电路为串联型串联型晶体振荡电路。C1和C2的串联电容直接并联在晶体两端，是晶体的负载电容。如果其值等于晶体规定值，那么振荡电路的振荡频率就是晶体标称频率。一、并联型晶体振荡电路一、并联型晶体振荡电路皮尔斯晶体振荡电路皮尔斯晶体振荡电路采用温度补偿的晶体振荡器的实用电路采用温度补偿的晶体振荡器的实用电路 XK76集成晶体振荡器的内部电路二、串联型晶体振荡电路二、串联型晶体振荡电路三、泛音振荡电路三、泛音振荡电路3.5 RC正弦波振

28、荡器正弦波振荡器 采用分立元件RC构成相网络，振荡器主要工作在几十kHz以下的低频段。移相网络包括导前 滞后 串并联移移相相电电路路1、RC移相网络均为衰减网络，传输增益2、每节导前与滞后电路的最大相移3、串并联电路具有与LC谐振电路类似的特性结论结论需与放大器相接至少3节RC，且与反相反相放大器相接必须与同相同相放大器相接电电 路路外稳振幅文氏电桥振荡电路外稳振幅文氏电桥振荡电路振幅起振条件分析振幅起振条件分析R t 2R1 3.6 环形振荡器环形振荡器这类电路要求多级级联放大器本身是反相放大器，级联后仍为反相放大器，并形成环。从电路形式上看是负反馈，但利用各级放大器高频工作产生的附加相移，

29、在某个频率上达到180度，则负反馈变成正反馈。1、门电路反相器构成环行振荡器、门电路反相器构成环行振荡器n反相器的级数，必须为奇数。环路中每级反相器产生的附加相移为 2、差放构成环行振荡器、差放构成环行振荡器 差分放大器具有两个输入端和两个输出端，在环路中的接法较灵活，直观上不必是奇数级，也可为偶数。3.7 负阻正弦波振荡器负阻正弦波振荡器 负阻放大器是利用负阻器件与LC谐振回路构成的正弦波振荡器，工作在超高频段。隧道二极管特性负阻器件：增量电阻为负值的器件。3.7.1 负阻器件负阻器件隧道二极管工作在大信号时的特性隧道二极管工作在大信号时的特性 3.7.2 负阻振荡原理及其电路负阻振荡原理及

30、其电路gn(av)=ge0并联型并联型gngeo 电压型负阻振荡器串联型串联型电流型负阻振荡器 3.7.3 用用负负阻阻观观点点讨论讨论LC反反馈馈振振荡荡器器从供给能量的观点来看，带有正反馈的放大器件可以等效地看成负阻器件。3.7.4 用正反馈电路实现负阻振荡用正反馈电路实现负阻振荡 交叉耦合电路3.8 压控振荡器压控振荡器压控振荡器（Voltage Control Oscillator，VCO），电压控制振荡器，一般是用电压控制振荡器的振荡频率。由于信号的频率和相位的内在联系，因此VCO既可以用电压控制振荡器的输出振荡频率，也可得到与控制电压相关，振荡器的输出相位。不过，因为压控振荡器的本

31、质还是一个振荡器，所以所有关于振荡器的分析这里都适用，只是对于压控振荡器还需考虑与电压控制相关的特性以及如何用电压来控制振荡器的振荡频率。3.8.1 压控特性压控特性 为 处的斜率，称为压控灵敏度3.8.2 压控振荡器的实现方法压控振荡器的实现方法 与主网络、反馈网络均有关，控制主网络的相频特性、反馈网络的相频特性或在反馈环路中插入相移网络都可达到控制频率的目的。可得振荡频率在LC电路中，用变容管代替电容；在环形振荡器中，控制电路的延时。控制电路中关键节点的等效电阻和电容。最常用的是控制电阻：用工作在非饱和区的场效应管，也可用正、负阻组合，利用正、负阻的抵消，改变总电阻。当振荡频率取决于为电容

32、充放电的电流值时，可以控制电流源电路的输出电流。一般方法一般方法3.8.3 压控振荡器实现方法举例压控振荡器实现方法举例1、控延时、控延时（由控制负电阻实现）R1R2RP只要 ，即为正阻。改变 即可改变 的值，从而改变M1、M2漏极节点上的RC时间常数。2、控电流控电流（射极耦合多谐振荡器）振荡频率取决于电路的充放、电速度。用控制信号去控制电容的充、放电电流，就可控制振荡频率。当VD(on)1=VD(on)2=VBE(on)时，输出对称方波电压的频率为3.9 寄生振荡、间歇振荡和频率占据寄生振荡、间歇振荡和频率占据3.9.1 寄生振荡寄生振荡寄生振荡是在某些特定频率上，电路中集总参数和分布参数

33、构成的闭合环路满足振荡条件而自行产生的一种不希望的振荡。以破坏闭合环路的振荡条件来抑制寄生振荡。低频寄生振荡的闭合环路一般由高频扼流圈、隔直流或旁路电容构成。消除措施：合理选择扼流圈的电感量或旁路电容的电容量，扼流圈中串接小电阻或并接大电阻。超高频寄生振荡的闭合环路由电路中的分布参数、管子极间电容构成。消除措施：采用引线和贴片元件；管子的基极或集电极上串接小的无感电阻；隔直流或旁路的大电容上并接几百pF的小电容。3.9.2 间歇振荡间歇振荡引起原因引起原因：旁路电容 CE或耦合电容 CB取值过大，偏置电压跟不上振荡幅度的变化。解决措施解决措施：偏置电压的变化速度必须比振荡幅度的变化速度快。CE

34、、CB的取值不宜过大，并增大振荡回路的Qe。3.9.3 频率占据频率占据 在振荡器的闭合环路中引入频率为 的外来信号vs，则当 接近 时，振荡器的振荡频率 将受到 的牵引。第 四 章振幅调制、解调与混频电路振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，以获得具有所需频谱的输出信号，因此，这些电路都属于频率（或频谱）变换电路。根据频谱变换的不同特点，频率变换电路分为频谱搬移电路和频谱非线性变换电路两大类。前者的作用是将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移，属于这类电路的有振幅调制与解调电路、混频电路等。后者的作用是将输入信号频谱进行特

35、定的非线性变换，属于这类电路的有频率调制与解调电路等。4.1 频谱搬移电路的组成模型频谱搬移电路的组成模型4.1.1 振幅调制电路的组成模型振幅调制电路的组成模型 振幅调制电路有两个输入信号，一个是输入调制信号 ，它含有所需传输的信息，另一个是输入高频等幅信号（又称载波信号），其中 为载波角频率，为载波频率。振幅调制信号按其不同频谱结构分为普通调幅信号，抑制载波的双边带调制信号，抑制载波和一个边带的单边带调制信号等，其中普通调幅信号是基本的，其它振幅调制信号都是由它演变而来的。一、普通调幅信号及其电路组成模型一、普通调幅信号及其电路组成模型1.组成模型组成模型 式中，Vm0=kVcm是未经调制

36、的输出载波电压振幅，k和ka 是取决于调幅电路的比例常数。为保证不失真，要求 在数学上，调幅电路的组成模型可由一个相加器和一个相乘器组成，如图所示。AM 为相乘器的乘积常数，A为相加器的加权系数，且A=k，AM AVcm=ka。2、单音调制单音调制且fc F(一般满足fc F），则输出调幅电压为 式中，Ma=ka 是调幅信号的调幅系数，简称调幅度。图中，是 的振幅，它反映调制信号的变化，称为调幅信号的包络。在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为 =，最小振幅为 。调幅度是表征调幅信号的重要参数，它的一般定义式为 式中，Vmmax和Vmmin分别是调幅信号电压的最大振幅和最小振幅。单音

37、调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成：角频率为的载波分量，角频率分别为 和 的上、下边频分量。3、复杂音调制、复杂音调制假设 为非余弦的周期信号，其傅里叶级数展开式为=式中其中BWAM=2Fmax 4、功率、功率在单位电阻上，单音调制时调幅信号电压在载频信号一个周期内的平均功率 上式表明，P(t)是时间的函数。P(t)在一个调制信号周期内的平均功率 式中，PSB 是上、下边频电压分量产生的功率，称为边频功率。因而Pav是调幅信号中各频谱分量产生的平均功率之和。二、双边带和单边带调制电路组成模型二、双边带和单边带调制电路组成模型 1、双边带调制、双边带调制上、下边频分量才反映调制信号的频谱结构

38、，而载频分量本身并不反映调制信号的变化。因此，占有绝大部分功率的载频分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，可在不影响传输信息的条件下，大大节省发射机的发射功率。这种仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制简称双边带调制。并表示为 2、单边带调制单边带调制在双边带调制信号的频谱中，上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构，区别仅在于下边带反映的是调制信号频谱的倒置。这种区别对传输信息是无关紧要的。因此，从传输信息的观点来说，还可将其中一个边带抑制掉。这种仅传输一个边带（上边带或下边带）的调制方式称为单边带调制。它除了节省发射功率外，还将已调信号的频谱宽度压缩一半，即 BWSSB=Fmax

39、 单边带调制电路有两种实现模型。一种是由相乘器和带通滤波器组成，如图所示，称为滤波法。其中，相乘器产生双边带调制信号，而后由带通滤波器取出一个边带信号，抑制另一个边带信号。另一种是由两个相乘器、两个90o 相移器和一个相加器组成，称为相移法。若设 =，则由相乘器产生的双边带调制信号为 由相乘器产生的双边带调制信号为 叠加，输出为取上边带的单边带调制信号，即 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调和混频电路的组成模型 一、振幅解调电路一、振幅解调电路解调是调制的逆过程。振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路，它的作用是从振幅调制信号中不失真地检出调制信号。图中，为输入振幅调制信号电压，

40、为反映调制信号变化的输出电压。在频域上，这种作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近。因此振幅检波电路是一种频谱搬移电路，可以用相乘器实现。同步信号必须与输入信号保持严格同步是实现上述电路模型的关键，这种检波电路称为同步检波电路。二、二、混频电路混频电路混频电路又称变频电路，是超外差式接收机的重要组成部分。它的作用是将载频为fc 的已调信号 不失真地变换为载频为fI的已调信号 。将 称为中频信号，相应的fI称为中频频率，简称中频。是由本地振荡器产生的本振电压，称为本振角频率，它与fI、fc 之间的关系为 fI=fc+fL 或 fI=其中，fI 高于fc的混频称为上混频，fI 低于fc

41、的混频称为下混频。从频谱观点来看，混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真地从fc搬移到 fI的位置上。因此，混频电路是一种典型的频谱搬移电路，可以用相乘器和带通滤波器来实现这种频谱搬移。则当fL fc 时，相乘器的输出电压频谱如图（c）所示。4.1.3 小结小结 振幅调制电路、振幅解调电路、混频电路都属于频谱搬移电路，它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现。相乘器的两个相乘信号中，一个是输入信号，另一个称为参考信号，相乘器的作用就是将输入信号频谱不失真地搬移到参考信号频率的两边，即两个频率的相加、减，或者说，输入信号频谱向左、右搬移参考信号频率的数值。滤波器则是取出有用分量，抑制无用分

42、量。对于不同的频谱搬移电路，有不同的输入信号，不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。4.2 相乘器电路相乘器电路 非线性电阻器件构成的相乘器电路根据两个输入信号不同的注入方式，可分为两种类型，一种是两个输入信号电压加到同一器件输入端，利用器件的非线性完成相乘作用；另一种是两个输入信号电压分别加到不同器件输入端，构成两个非线性函数相乘。4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性非线性器件的相乘作用及其特性 一、非线性器件相乘作用的一般分析一、非线性器件相乘作用的一般分析一个非线性器件伏安特性为i=f(v)，式中，v=VQ+v1+v2，VQ为静态工作点电压，v1和v2为两个输入电压。采用泰勒级数

43、展开式为 i=ao+a1(v1+v2)+a2(v1+v2)2+an(v1+v2)n+式中，ao，a1，an，由下列通式表示 an=当同时作用着两个输入电压时，器件的响应电流中出现了两个电压的相乘项2a2v1v2。它是由特性的二次方项产生的。但同时也出现了众多无用的高阶相乘项。因此，非线性器件的相乘作用不理想。二、线性时变状态二、线性时变状态上式就是i=f(VQ+v1+v2)在(VQ+v1)上对v2的泰勒级数展开式，即 i=f(VQ+v1+v2)=f(VQ+v1)+f (VQ+v1)v2+若v2足够小，忽略v2的二次方及其以上各次方项，则 i f(VQ+v1)+f (VQ+v1)v2 式中，f(

44、VQ+v1)和f (VQ+v1)是与v2 无关的系数，是v1的非线性函数，随时间变化，称为时变系数或时变参量。其中，f(VQ+v1)是v2=0时的电流，称为时变静态电流，用 Io(v1)表示；f (VQ+v1)是增量电导在v2=0时的数值，称为时变增量电导，用g(v1)表示。i I0(v1)+g(v1)v2 i与v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性时变。4.2.2 二极管平衡、双平衡电路二极管平衡、双平衡电路 一、二极管平衡电路一、二极管平衡电路下图为二极管平衡电路原理图，图中v1=V1mcos1 t，v2=V2mcos 2 t。v1

45、与两二极管的正方向一致，v2则与D1一致，与D2相反。当V1mV2m时，两二极管的开关状态受v1信号控制。工作在开关状态的二极管可用开关与导通电阻RD串联的电路表示。因此可得 二、二极管双平衡电路二、二极管双平衡电路 为了进一步抵消组合频率分量，可以采用二极管双平衡电路。下图为二极管双平衡电路图，图中vs2、Rs2和vs1、Rs1分别为R端和L端的信号源和信号源内阻，v1=V1mcos1 t和v2=V2mcos 2 t分别为Tr1和Tr2变压器次级所感应的电压。电路中四只二极管，两两构成单平衡。当V1mV2m时，二极管工作在由v1控制的开关状态。v1与D2、D3的正方向一致，与D1、D4的正方

46、向相反。v2与D1、D2的正方向一致，而与D3、D4的正方向相反。由此可得 4.2.3 三极管三极管Gilbert电路电路 在差分放大器电路中，如果v1用作为输入信号，v2控制尾电流源并呈线性变化，则差分放大器可构成一个简单的相乘器。在实际电路中尾电流的控制可以用基本镜像电流源实现。一、双极型管一、双极型管Gilbert相乘器相乘器 1、电路组成原理、电路组成原理i=ii=（i1+i3）（i2+i4）=（i1i2）（i4i3）i5i6=Io i=Io 上式表明，电路输出电流提供了两个输入信号的双曲正切函数的相乘。（1）26mV，26mV 当v26mV 时，v/(2VT)0.5 ，th i=（2

47、）26mV，（3）26mV，260mV，V1m260mV 当th()K2()K2()T5、T6管发射极之间接入负反馈电阻RE。为便于集成化，图中还将电流源I0分割成两个I0/2 的电流源 2、扩展、扩展v2的动态范围的动态范围v2=VTln(i5/i6)+ieRE 其中，ln(i5/i6)=ln(1+2 ie/I0)ln(12 ie/I0)满足 2 ie/I00.5 ln(i5/i6)4ie/I0 允许的最大动态范围为 3、扩展、扩展v1的动态范围的动态范围进一步扩展v1的动态范围可在上述Gilbert相乘器电路中增加由T7 T10组成的补偿电路。图中T7、T8是将集电极和基极短接的差分对管，

48、它的输出差值电流为 二、场效应管二、场效应管Gilbert相乘器相乘器i=ii=（iD1+iD3）（iD2+iD4）=（iD1iD2）（iD4iD3）当v1、v2较小，满足|v1|2(VGSQ1-VGS(th)1)=2VON1和|v2|10dB），动态范围小。4.3.2 三极管混频电路三极管混频电路一一、作用原理、作用原理下图是三极管混频器的原理电路。L1、C1为输入信号回路，调谐在fc上。L2、C2为输出中频回路，调谐在fI上。本振电压 接在基极回路中，VBB0为基极静态偏置电压，加在发射结上的电压 。若将vBB0+vL作为三极管的等效基极偏置电压，用vBB（t）表示，称之为时变基极偏压，则

49、当输入信号电压很小，满足线性时变条件时，三极管集电极电流 iC f(vBE)Ic0(vL)+gm(vL)vs gm(t)中的基波分量gm1与输入信号电压 vs 相乘 gm1=gm1 令 ，得到的中频电流分量为 称为混频跨导 二、电路二、电路三、双栅三、双栅MOS场效应管混频电路场效应管混频电路双栅MOS场效应管有两个栅极，其中一个加输入信号电压vS，另一个加本振电压vL，相应构成的混频电路如图所示。图中，R1R6和滤波电容C1、C2为分压式偏置电路，输出中频滤波器采用双调谐耦合回路。将双栅场效应管用两个级联的场效应管表示。图中，下面管子T2的漏极直接接到上面管子T1的源极上，iD=iD1=iD

50、2，通常T2（加vS）工作在非饱和区。与晶体三极管混频器比较，双栅场效应管混频器具有混频失真小、动态范围大、工作频率高等优点。4.3.3 混频失真混频失真一般情况下，由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种干扰和失真，包括干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失真等。一一、干扰哨声和寄生通道干扰、干扰哨声和寄生通道干扰1、干扰哨声、干扰哨声当混频器输入端作用着频率为 fc 的有用信号时，一般情况下，混频器件输出电流中将出现由下列频率通式表示的众多组合频率分量。它们的振幅随着(p+q)的增大而迅速减小。只有一个变换通道（取p=q=1）是有用的，其余大量的变换通道都是无用的，其中有的还十