通信原理(第9章).ppt

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1、第9章 模拟信号的数字传输模拟信号的抽样模拟信号的抽样模拟脉冲调制模拟脉冲调制抽样信号的量化抽样信号的量化脉冲编码调制脉冲编码调制差分脉冲编码调制差分脉冲编码调制增量调制增量调制时分复用和复接时分复用和复接9.1引言 前几章讨论的调幅、调频、调相，采用的载波是正弦波，或是连续的周期信号，已调信号在时间上是连续的，传输多路信号时只能采用频分复用方式。本章将讨论使用脉冲序列作为载波。因为脉冲序列在时间上是离散的，调制后的已调波也是离散的，所以在传输多路信号时可以采用时间上互不重叠的时分复用方式。和连续波调制相似，随着调制信号作用于脉冲参数的不同，脉冲调制可以有脉冲调幅、脉冲调宽、脉冲调相等不同方式

2、。由于调制信号使脉冲参数的改变是连续的，所以仍然属于模拟调制。如果在调制过程中采用量化、编码等手段，使已调波不但在时间上是离散的，且在幅度变化上用数字来体现，这就是模拟信号数字化。本章在介绍抽样定理和脉冲振幅调制的基础上，重点讨论脉冲编码调制(PCM)和增量调制(M)的原理和性能。9.2 模拟信号的抽样9.2.1 低通模拟信号抽样定理一、低通型连续信号的抽样定理一个频带限制在(0,fH)赫内的时间连续信号m(t),若以1/2fH的间隔对它进行等间隔抽样，则m(t)将被所得到的抽样值完全确定。9.2 模拟信号的抽样设m(t)的频带为(0,fH),在上图中将时间连续信号m(t)和周期性冲激序列T(

3、t)相乘，用ms(t)表示此抽样函数，即 假设m(t)、T(t)和ms(t)的频谱分别为M()、T()和Ms()。按照频域卷积定理，得 由卷积关系，上式可写成上式表明，已抽样信号ms(t)的频谱Ms()是无穷多个间隔为s的M()相迭加而成。这表明Ms()包含M()迭全部信息。9.2.1 低通模拟信号抽样定理二、低通型连续信号的抽样定理证明9.2 模拟信号的抽样让抽样信号ms(t)通过一个理想低通滤波器，如图所示。考虑以最小所需速率(每秒2fH个抽样)对信号m(t)抽样，此时所以Ms()变成9.2.1 低通模拟信号抽样定理三、低通型抽样信号的恢复 将Ms()通过截止频率为H的低通滤波器便可得到频

4、谱M()。显然，滤波器这种作用等于用一门函数去D2H()乘Ms()。因此所以9.2 模拟信号的抽样故传输函数可以表示为将时间卷积定理用于式得9.2.1 低通模拟信号抽样定理三、低通型抽样信号的恢复 从上式可以看出，m(t)在时间域中 由其抽样值构成，即将每一个抽样值和一抽样函数相乘后得到的所有波形迭加起来便是m(t)。9.2 模拟信号的抽样带通连续信号的抽样定理:一个频带限制在(fL,fH)赫内的带通型时间连续信号m(t),其带宽为B=fH-fL,当以fs=2B+2(fH-nB)/n(n是小于fH/B的最大整数)的抽样频率对m(t)进行抽样，则m(t)将被所得到的抽样值完全确定。9.2.2 带

5、通模拟信号的抽样定理一、带通模拟信号的抽样定理9.2 模拟信号的抽样1、当带通信号的最高频率fH为带宽B的整数倍 设带通信号m(t)，其频谱M()如图(a)所示。该带通信号的最高频率fH为带宽B的整数倍(图中fH=5B)，最低频率为fL自然也是带宽B的整数倍(图中fL=4B)。现用T(t)对m(t)进行抽样，抽样频率fs选为2B,T(t)的频谱为T()如图(b)所示，这样已抽样信号的频谱Ms()为M()与T()的卷积，如图(c)所示。9.2.2 带通模拟信号的抽样定理二、带通模拟信号的抽样定理证明9.2 模拟信号的抽样fH=nB+kB 式中n是小于fH/B的最大整数。M()在图(a)中分为1和

6、2两部分，图中n=5。此时，应如何选取抽样频率fs？选取fs的原则仍然是使已抽样信号的频谱不发生重叠。按照频率卷积定理，当将带通信号m(t)和周期性冲激信号T(t)相乘时，所得已抽样信号的频谱Ms()是分别将m(t)的频谱“1”和“2”部分沿正f方向和负f方向每隔fs周期性地重复。显然，若fs仍取2B,且将频谱“2”周期性重复的结果用实线表示，将频谱“1”周期性重复的结果用虚线表示，从图(b)可看出，由于fH不是带宽B的整数倍，所以已抽样信号的频谱出现重叠部分。现在，来看频谱“1”和右移n次后的频谱“2n”。若使频谱“2n”再向右多移2(fH-nB)/n,频谱“2n”就刚好不与频谱“1”重叠了

7、，如图(c)所示。2、当带通信号的最高频率fH不是带宽B的整数倍 9.2.2 带通模拟信号的抽样定理二、带通模拟信号的抽样定理证明9.2 模拟信号的抽样 由于频谱2移动到2n的位置共移了n次，所以每次只需比2B多移2(fH-nB)/n,这样就得出带通信号的最小抽样频率:fs=2B+2(fH-nB)/n 由上图(c)显然可见，这时频谱不发生重叠，因此用带通滤波器就可以准确地恢复m(t)。得 fs=2B(1+k/n)根据式可画出的曲线如图所示。图9-2-5 与带宽的关系曲线2、当带通信号的最高频率fH不是带宽B的整数倍 9.2.2 带通模拟信号的抽样定理二、带通模拟信号的抽样定理证明 可以得出结论

8、，实际中广泛应用的窄带(带宽为B)的高频信号，其抽样频率近似等于2B。不论fH是否为B的整数倍，fs也近似等于2B。9.3 模拟脉冲调制 一个频带限制在(0,fH)赫内的时间连续信号m(t),若以1/2fH的间隔对它进行等间隔抽样，则m(t)将被所得到的抽样值完全确定。此时的抽样称为理想抽样。此时，理想抽样的抽样值为时间离散幅度连续的模拟信号，原时间连续信号m(t)将被所得到的抽样值完全确定。但由于理想冲激序列T(t)的高度为无穷，实际中无法实现。实际中，采用的是平顶抽样。抽样定理中要求抽样脉冲序列是理想冲激序列T(t)，称为理想抽样。但实际抽样电路中抽样脉冲具有一定持续时间，在脉宽期间其幅度

9、可以是不变的，也可以随信号幅度而变化。前者称为平顶抽样，后者称为自然抽样。平顶抽样中，每个抽样脉冲顶部不随信号变化。在实际应用中，平顶抽样是采用抽样保持电路来实现的。9.3.1 平顶抽样信号及其产生原理9.3 模拟脉冲调制平顶抽样可以看成是理想抽样后再经过一个冲激响应是矩形平顶抽样可以看成是理想抽样后再经过一个冲激响应是矩形的网络来形成的。的网络来形成的。9.3 模拟脉冲调制 设脉冲形成电路的传输特性为H(),其输出信号频谱MH()应为利用式(9.2-2)的结果,上式变成所以通过低通滤波器便能无失真地恢复M()。由上式可知，平顶抽样的脉冲振幅调制信号的频谱MH()是由H()加权平均后的周期性重

10、复的频谱M()所组成。9.3.2 平顶抽样频域分析9.4 抽样信号的量化均匀量化:把输入信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。均匀量化的量化信噪比 设输入信号的最小值和最大值分别为a和b表示，量化电平数为M,则均匀量化时的量化间隔为量化器输出mq为 式中 mi-第i个量化区间的终点，可写成 qi-第i个量化区间的量化电平，可表示为 9.4.1 均匀量化9.4 抽样信号的量化均匀量化的量化信噪比9.4.1 均匀量化在均匀量化时，量化噪声功率Nq可由下式给出量化器输出的信号功率为 比值用Sq/Nq来量度均匀量化器的量化性能。若已知随机变量m的概率密度函数，便可计算出该比值。9.4 抽样信号的

11、量化例题9.1（P267）均匀量化的主要缺点是，无论抽样值大小如何，量化噪声的均方根值都固定不变。因此，当信号m(t)较小时，则信号量化噪声功率比也就很小，这样，对于弱信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。通常，把满足信噪比要求的输入信号取值范围定义为动态范围。可见，均匀量化时的信号动态范围将受到较大的限制。为了克服这个缺点，实际中往往采用非均匀量化。9.4.1 均匀量化9.4 抽样信号的量化非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。对于信号取值小的区间，其量化间隔也小;反之，量化间隔就大。它与均匀量化相比，有两个主要的优点:l 当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度时，非均匀量化

12、器的输出端可以较高的平均信号量化噪声功率比;l 非均匀量化时，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。因此，量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。9.4.2 非均匀量化一、非均匀量化的基本原理9.4 抽样信号的量化 实际中，非均匀量化的实现方法通常是将抽样值通过压缩再进行均匀量化，如图所示。9.4.2 非均匀量化二、非均匀量化的实现9.4 抽样信号的量化 所谓压缩是用一个非线性变换电路将输入变量x变换成另一个变量y,即 y=f(x)非均匀量化就是对压缩后的变量进行均匀量化。接收端用一个传输特性为 x=f-1(y)的扩张器来恢复x。通常使用的压缩器中，大多数采

13、用对数压缩，即y=lnx。广泛采用的两种对数压缩律是:l压缩律:美国 lA压缩律:我国和欧洲 9.4.2 非均匀量化三、非均匀量化的基本方法9.4 抽样信号的量化压缩律的压缩特性为其中，压缩系数 y 归一化的压缩器输出电压 x 归一化的压缩器输入电压 压缩系数愈大，则压缩效果愈明显，=0，相当于无压缩。如图所示。律压缩特性是以原点奇对称的，图中只给出了正半轴部分。早期采用=100，国际现在的标准是=255。律最早由美国提出，A律后来由欧洲提出，它们是CCITT建议共存的两个标准。律对数压缩特性 9.4.2 非均匀量化四、律压缩9.4 抽样信号的量化 A压缩律的压缩特性为其中，A压缩系数 y归一

14、化的压缩器输出电压 x归一化的压缩器输入电压 图中画出了A为某一取值的归一化压缩特性。A律压缩特性是以原点奇对称的，为了简便，图中只给出了正半轴部分。9.4.2 非均匀量化五、A律压缩9.4 抽样信号的量化推导推导:上图中，x和y都在-1和+1之间，取量化级数为N(在y方向上从-1到+1被均匀划分为N个量化级)，则量化间隔为y=2/N当N很大时，在每一量化级中压缩特性曲线可看作是直线，因此有式中，xi第i个量化级间隔的中间值。因此因此(9.4-10)(9.4-10)为了使量化信噪比不随信号x变化，也就是说在小信号时的量化信噪比不因x的减小而变小，即应使各量化级间隔与x成线性关系，即9.4.2

15、非均匀量化五、A律压缩9.4 抽样信号的量化推导续推导续则式则式(9.4-10)(9.4-10)可写成可写成即即 (9.4-11)(9.4-11)当量化级数很大时，可以将它看成连续曲线，因而式(9.4-11)成为线性微分方程解此微分方程，得解此微分方程，得(9.4-12)为了满足归一化要求，当x=1时，y=1，代入式(9.4-12)可得（9.4-13）9.4.2 非均匀量化五、A律压缩9.4 抽样信号的量化推导续推导续如果压缩特性满足(9.4-13),就可获得理想的压缩效果，其量化信噪比和信号幅度无关。满足式(9.4-13)的曲线如图9-4-6所示，由于其没有通过坐标原点，所以还需要对它作一定

16、的修改。9.4.2 非均匀量化五、A律压缩9.4 抽样信号的量化推导续推导续A律压缩特性就是对式(9.4-13)修改后的函数。在上图中，通过原点作理想压缩特性曲线的切线0b，将0b、bc作为实际的压缩特性。修改以后，必须用两个不同的方程来描述这段曲线，以切点b为分界点，线段0b的方程:(9.4-1(9.4-14 4)线段bc的方程：(9.4-1(9.4-15 5)由以上分析可见，经过修改以后的理想压缩特性与图由以上分析可见，经过修改以后的理想压缩特性与图9-4-59-4-5中所示的曲线近似，而式中所示的曲线近似，而式(9.4-1(9.4-14 4)、式、式(9.4-1(9.4-15 5)和和式

17、式(9.4-13)(9.4-13)完全一样。完全一样。9.4.2 非均匀量化五、A律压缩 9.5 脉冲编码调制(PCM)若信源输出的是模拟信号，如电话机传送的话音信号，模拟摄象机输出的图像信号等，要使其在数字信道中传输，必须在发送端将模拟信号转换成数字信号，即进行A/D变换，在接收端则要进行D/A。对语音信号最典型的数字编码就是脉冲编码调制(PCM)。所谓脉冲编码调制:就是将模拟信号的抽样量化值转换成二进制码组的过程。图中给出了脉冲编码调制的一个示意图。9.5.1 PCM的基本原理 9.5 脉冲编码调制(PCM)假设模拟信号m(t)的求值范围为-4V,+4V,将其抽样值按8个量化级进行均匀量化

18、，其量化间隔为1V，因此各个量化区间的端点依次为-4、-3、-2、-1、0、1、2、3、4V,8个量化级的电平分别为-3.5、-2.5、-1.5、-0.5、0.5、1.5、2.5和3.5V。抽样保持抽样保持编码器编码器量化器量化器译码器译码器低通滤波器低通滤波器模拟信模拟信号输入号输入PCMPCM信信号输出号输出冲激脉冲冲激脉冲PCMPCM编码器编码器PCMPCM信信号输入号输入模拟信模拟信号输出号输出PCMPCM译码器译码器PCMPCM原理框图原理框图9.5.1 PCM的基本原理 9.5 脉冲编码调制(PCM)最常用的编码电路一逐次比较法编码：输入信号输入信号抽样脉冲抽样脉冲保持保持电路电路

19、比较器比较器IsIw,Ci=1IsIw,Ci=1IsIw,Ci=0Is102412701024，落在第，落在第8 8段，所以段落码段，所以段落码C2C3C4=111C2C3C4=111。（3 3）确定段内码确定段内码C5C6C7C8C5C6C7C8：在：在10241024和和20482048内有内有8 8个量化间隔，个量化间隔，均匀划分，起点依次为均匀划分，起点依次为1024+n1024+n6464，1024+31024+364=1216 1270 1024+464=1216 1270 1024+464=128064=1280落在第三个量化间隔内，段内码为落在第三个量化间隔内，段内码为0011

20、0011。总的编码结果为。总的编码结果为1,111,0011,1,111,0011,解码对应的量化电平为解码对应的量化电平为1024+31024+364+32=124864+32=1248，量化，量化误差为误差为1270-1248=221270-1248=22。9.5.3电话信号的编译码器-A律13折PCM编码 9.5 脉冲编码调制(PCM)PCMPCM系统的噪声主要有两种系统的噪声主要有两种:量化噪声和加性噪声。在下图中量化噪声和加性噪声。在下图中的的PCMPCM系统的低通滤波器的输出信号为系统的低通滤波器的输出信号为其中 m(t)接收端输出的信号成分;nq(t)由量化引起的输出噪声成分;n

21、e(t)由信道加性噪声引起的输出噪声成分。在接收端输出信号的总信噪比为(9.(9.5 5-1)-1)其中 Nq量化噪声的平均功率;Ne 信道加性噪声的平均功率;9.5.4 脉冲编码调制(PCM)系统的抗噪声性能译码器译码器低通滤波器低通滤波器PCMPCM信信号输入号输入模拟信号模拟信号输出输出PCMPCM译码器译码器 9.5 脉冲编码调制(PCM)量化噪声和信道加性噪声相互独立，所以我们先分别讨论它们单独作用时系统的性能，然后再分析系统总的抗噪声性能。n 量化噪声对系统的影响 PCM系统输出端的量化信号与量化噪声的平均功率比为对于二进制编码，设其编码位数为N，则上式又可写为n 加性噪声对系统的

22、影响 仅考虑信道加性噪声时PCM系统的输出信噪比为9.5.4 脉冲编码调制(PCM)系统的抗噪声性能 9.5 脉冲编码调制(PCM)n PCM系统接收端输出信号的总信噪比PCM系统输出端总的信号噪声功率比为在接收端输入大信噪比的情况下，误码率Pe将极小，于是4Pe22N1，上式近似为 由于在基带传输时误码率降到以下是不难的，所以此时通常用式(9.5-2)来估算PCM系统的性能。(9.5-2)9.5.4 脉冲编码调制(PCM)系统的抗噪声性能9.6 差分脉冲编码调制DPCM的基本思想是：利用相邻抽样值之间的相关性。具体的方法是：用前面若干时刻传输的抽样值来预测当前要传输的样值，然后对预测的误差而

23、不是样值本身进行编码、传输。在接收端再用接收的预测误差来修正当前的预测值。系统的框图如下：9.6.1 差分脉冲编码调制的基本思想9.6 差分脉冲编码调制 在量化台阶不变的情况下（即量化噪声不变），DPCM编码位数减少，压缩信号带宽。在编码位数不变的情况下，量化间隔减小，量化噪声降低。DPCM系统的量化误差为量化信噪比为量化信噪比为 DPCM的总量化误差qk仅与差值信号ek的量化误差有关。qk与ek都是随机变量，因此DPCM系统总的量化信噪比可表示为9.6.2 DPCM的工作过程9.6 差分脉冲编码调制 Gp称为预测增益，可理解为DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益。如果差值功率Eek小

24、于信号功率Emk，Gp就会大于1，该系统就能获得增益。预测的基本的方法是线性预测，即 如果能够选择合理的预测规律，就能获得增益。对DPCM系统的研究就是围绕着如何使Gp和(S/N)q 这两个参数取最大值而逐步完善起来的。通常Gp约为611 dB。9.6.2 DPCM的工作过程9.6 差分脉冲编码调制ADPCM 为了在大的动态范围内以最佳的预测和量化来获得最佳的性能，在DPCM基础上引入自适应技术，称为自适应差分脉冲编码调制，简称ADPCM。ADPCM包括自适应预测和自适应量化。自适应预测：预测器系数随信号的统计特性而自适应调整，提高了预测信号的精度，从而得到高预测增益。自适应量化：指量化间隔随

25、信号的变化而变化，使量化误差达到最小。在相同语音质量下，ADPCM允许用32 kb/s比特率编码，这是标准64kb/s PCM的一半。已经成为CCITT的标准，参见G.721、G.726等规范建议。9.6.3 ADPCM-自适应差分脉冲编码调制9.7 增量调制增量调制简称M或DM。是另一种模拟信号数字化的方法。在PCM中，用一个码组来表示抽样，码组位数大于1；而M仅使用一位码组来表示抽样。M又可以看成DPCM的特例，即量化电平取两个，且预测器是一个延迟为T的延迟线的DPCM系统调制系统。由DPCM的一般原理框图简化可以得到增量调制M的原理框图。9.7.1 增量调制原理9.7 增量调制编译码的基

26、本原理 用相邻样值的相对大小（增量）同样能反映信号的变化规律。将增量编码传输的方式称为M。9.7.1 增量调制原理 为了说明M概念，见图中波形。m(t)代表时间连续变化的模拟信号，我们可以用一个时间间隔为t，相邻幅度差为+或-的阶梯波形m(t)来逼近它。只要t足够小，即抽样速率fs=1/t足够高，且足够小，则阶梯波m(t)可近似代替m(t)。其中，为量化台阶，t=Ts为抽样间隔。9.7 增量调制M系统的量化噪声：过载量化噪声和一般量化噪声。9.7.2 增量调制系统的量化噪声9.7 增量调制一、过载量化噪声一、过载量化噪声最大跟踪斜率最大跟踪斜率为：为：不产生过载的条件：不产生过载的条件：若输入

27、信号是单频正弦信号，即若输入信号是单频正弦信号，即时，时，为了不发生过载，为了不发生过载，必须必须增大增大和和fsfs。但但增大，一般量化误增大，一般量化误差也大，由于简单增量调制的量阶差也大，由于简单增量调制的量阶是固定的，因此很难同时满足是固定的，因此很难同时满足两方面的要求。两方面的要求。提高提高fsfs对减小一般量化误差和减小过载噪声都有对减小一般量化误差和减小过载噪声都有利。因此，利。因此，MM系统中的抽样速率要比系统中的抽样速率要比PCMPCM系统中的抽样速率高的多。系统中的抽样速率高的多。典型的典型的MM系统抽样率为系统抽样率为16kHz16kHz或或32kHz32kHz，相应单

28、话路编码比特率为，相应单话路编码比特率为16 kb/s16 kb/s或或32kb/s32kb/s。9.7.2 增量调制系统的量化噪声不产生过载的条件不产生过载的条件成为成为9.7 增量调制一般量化噪声分析模型一般量化噪声分析模型二、一般量化噪声二、一般量化噪声9.7.2 增量调制系统的量化噪声9.7 增量调制一般量化噪声分析波形一般量化噪声分析波形二、一般量化噪声二、一般量化噪声9.7.2 增量调制系统的量化噪声9.7 增量调制 在不过载情况下，误差eq(t)=m(t)-m(t)限制在-到范围内变化，若假定eq(t)值在此范围均匀分布，即则量化噪声的平均功率为则量化噪声的平均功率为 上述的量化

29、噪声功率并不是系统最终输出的量化噪声功上述的量化噪声功率并不是系统最终输出的量化噪声功率，因为积分器后面还有低通滤波器。率，因为积分器后面还有低通滤波器。e eq q(t)(t)的脉冲宽度可能的脉冲宽度可能是是Ts,2Ts,Ts,2Ts,e eq q(t)(t)的脉冲宽度可能是的脉冲宽度可能是Ts,2TsTs,2Ts,因此因此e eq q(t)(t)的功率的功率谱在（谱在（0 0，fsfs）区间上近似看作是均匀分布，可表示为）区间上近似看作是均匀分布，可表示为二、一般量化噪声二、一般量化噪声9.7.2 增量调制系统的量化噪声一般量化噪声分析计算一般量化噪声分析计算9.7 增量调制 若接收端低通

30、滤波器的截止频率为若接收端低通滤波器的截止频率为f fm m，则经低通滤波器后输，则经低通滤波器后输出的量化噪声功率为出的量化噪声功率为量化噪声功率与量化噪声功率与及及(f(fm m/f/fk k)有关，与信号幅度无关。有关，与信号幅度无关。信号越大，信噪比越大。对于频率为信号越大，信噪比越大。对于频率为fkfk的正弦信号，的正弦信号，临界过临界过载振载振Amax=Amax=所以信号功率的最大值为所以信号功率的最大值为因此在临界振幅条件下因此在临界振幅条件下系统最大的量化信噪比为：系统最大的量化信噪比为：二、一般量化噪声二、一般量化噪声9.7.2 增量调制系统的量化噪声一般量化噪声分析计算一般

31、量化噪声分析计算9.7 增量调制用分贝表示为用分贝表示为上式表明：上式表明：（1 1）MM的信噪比与抽样速率的信噪比与抽样速率f fs s成立方关系，即成立方关系，即fsfs每提高一倍，每提高一倍，量化信噪比提高量化信噪比提高9dB9dB。因此，。因此，MM系统的抽样速率至少要在系统的抽样速率至少要在16kHz16kHz以以上，才能使量化信噪比达到上，才能使量化信噪比达到15dB15dB以上，而抽样速率在以上，而抽样速率在32kHz32kHz时，量时，量化信噪比约为化信噪比约为26 dB26 dB，只能满足一般通信质量的要求。，只能满足一般通信质量的要求。（2）量化信噪比与信号频率）量化信噪比

32、与信号频率fk的平方成反比，即的平方成反比，即fk每提高一倍，每提高一倍，量化信噪比下降量化信噪比下降 6 dB。因此，简单。因此，简单M时语音高频段的量化信噪比时语音高频段的量化信噪比下降。下降。二、一般量化噪声二、一般量化噪声9.7.2 增量调制系统的量化噪声一般量化噪声分析计算一般量化噪声分析计算9.7 增量调制PCMPCM和和M M都是模拟信号数字化的基本方法都是模拟信号数字化的基本方法,MM实实际上是际上是DPCMDPCM的一种特例的一种特例。PCMPCM系统的特点系统的特点：多路信号统一编码，一般采用：多路信号统一编码，一般采用8 8位编码位编码(语音信号语音信号).).编码设备复

33、杂，但质量较好。编码设备复杂，但质量较好。PCMPCM系统一般用于大容量的干线通信。系统一般用于大容量的干线通信。M M系统的特点系统的特点：单路信号单用一个编码设备，：单路信号单用一个编码设备，设备简单，一般数码率比设备简单，一般数码率比PCMPCM的低，质量次于的低，质量次于PCMPCM。M M一般适用于小容量支线通信，话路增减方便灵活。一般适用于小容量支线通信，话路增减方便灵活。在相同的信道传输速率下，对于量化信噪比，在在相同的信道传输速率下，对于量化信噪比，在传输速率低时，传输速率低时，M M性能优越，在编码位数多、码率性能优越，在编码位数多、码率较高时，较高时，PCMPCM性能优越。

34、性能优越。9.7.3 PCM系统与M系统的比较9.7 增量调制与N成线性关系，如图9-8-1所示。9.7.3 PCM系统与M系统的比较9.7 增量调制而而M M系统的性能可由下式来衡量，即系统的性能可由下式来衡量，即若M与PCM数据传输速率相同，则fs=N*2fm，代入上式得当用分贝表示时，上式变为当用分贝表示时，上式变为因为fcfm，若取fc为1000Hz,fm为3000Hz,则上式变为与N的关系如上图中红线所示。9.7.3 PCM系统与M系统的比较9.8 时分复用和复接 为了提高信道利用率，使多个信号沿同一信为了提高信道利用率，使多个信号沿同一信道传输而互相不干扰，称多路复用。目前采用较道

35、传输而互相不干扰，称多路复用。目前采用较 多的是频分多路复用和时分多路复用。频分多路复多的是频分多路复用和时分多路复用。频分多路复用用于模拟通信，例如载波通信，时分多用用于模拟通信，例如载波通信，时分多 路复用路复用用于数字通信，例如用于数字通信，例如PCMPCM通信。时分多路复用通信，通信。时分多路复用通信，是各路信号在同一信道上占有不同时间间隙进行通是各路信号在同一信道上占有不同时间间隙进行通信。信。9.8.1 基本概念9.8 时分复用和复接一、数字复接的方法一、数字复接的方法 数字复接的方法实际也就是数字复接同步的方法，有数字复接的方法实际也就是数字复接同步的方法，有同步复接同步复接和和

36、异步复接异步复接两种。两种。后面详细介绍后面详细介绍 同步复接同步复接是用一个高稳定的主时钟来控制被复接的几个低次群，是用一个高稳定的主时钟来控制被复接的几个低次群，使这几个低次群的数码率（简称码速）统一在主时钟的频率上（这使这几个低次群的数码率（简称码速）统一在主时钟的频率上（这样就使几个低次群系统达到同步的目的），可直接复接（复接前不样就使几个低次群系统达到同步的目的），可直接复接（复接前不必进行码速调整，但要进行码速变）。必进行码速调整，但要进行码速变）。同步复接方法的缺点同步复接方法的缺点是一旦主时钟发生故障时，相关的通信系统将是一旦主时钟发生故障时，相关的通信系统将全部中断，所以它只

37、限于局部地区使用。全部中断，所以它只限于局部地区使用。异步复接异步复接是各低次群各自使用自己的时钟，由于各低次群的时是各低次群各自使用自己的时钟，由于各低次群的时钟频率不一定相等，使得各低次群的数码率不完全相同（这是不同钟频率不一定相等，使得各低次群的数码率不完全相同（这是不同步的），因而先要进行码速调整，使各低次群获得同步，再复接。步的），因而先要进行码速调整，使各低次群获得同步，再复接。9.8.1 基本概念9.8 时分复用和复接二、二、数字复接系统的构成数字复接系统的构成数字复接器数字复接器的功能是把的功能是把4 4个支路（低次群）合成一个高次群。个支路（低次群）合成一个高次群。数字分接器

38、数字分接器的功能是把高次群分解成原来的低次群，它是由的功能是把高次群分解成原来的低次群，它是由定时、同步、分接和恢复等单元组成。定时、同步、分接和恢复等单元组成。9.8.1 基本概念9.8 时分复用和复接三、三、数字复接的实现数字复接的实现数字复接的实现主要有两种方法：按位复接和按字复接。数字复接的实现主要有两种方法：按位复接和按字复接。（1 1）按位复接）按位复接 按位复接是每次复接各低次群（也称为支路）的一位码形按位复接是每次复接各低次群（也称为支路）的一位码形成高次群。成高次群。按位复接要求复接电路存储容量小，简单易行，准同步数按位复接要求复接电路存储容量小，简单易行，准同步数字体系（字

39、体系（PDHPDH）大多采用它。但这种方法破坏了一个字节的完整）大多采用它。但这种方法破坏了一个字节的完整性，不利于以字节（即码字）为单位的信号的处理和交换。性，不利于以字节（即码字）为单位的信号的处理和交换。（2 2）按字复接）按字复接 按字复接是每次复接各低次群（支路）的一个码字形成高按字复接是每次复接各低次群（支路）的一个码字形成高次群。次群。按字复接要求有较大的存储容量，但保证了一个码字的完按字复接要求有较大的存储容量，但保证了一个码字的完整性，有利于以字节为单位的信号的处理和交换。同步数字体整性，有利于以字节为单位的信号的处理和交换。同步数字体系（系（SDHSDH）大多采用这种方法。

40、）大多采用这种方法。9.8.1 基本概念9.8 时分复用和复接9.8.1 基本概念四、数字复接的同步四、数字复接的同步数字复接要解决两个问题：同步和复接。数字复接要解决两个问题：同步和复接。数字复接的同步数字复接的同步指的是被复接的几个低次群的数码率相同。指的是被复接的几个低次群的数码率相同。为此，在各低次群复接之前，必须使各低次群数码率互相同步，为此，在各低次群复接之前，必须使各低次群数码率互相同步，同时使其数码率符合高次群帧结构的要求。数字复接的同步是系统同时使其数码率符合高次群帧结构的要求。数字复接的同步是系统与系统间的同步，因而也称之为与系统间的同步，因而也称之为系统同步系统同步。9.

41、8 时分复用和复接9.8.1 基本概念五、同步复接五、同步复接对于同步复接，虽然被复接的各支路的时钟都是由同一时钟源供对于同步复接，虽然被复接的各支路的时钟都是由同一时钟源供给的，可以保证其数码率相等。给的，可以保证其数码率相等。但为了满足在接收端分接的需要，还需插入一定数量的帧同步码；但为了满足在接收端分接的需要，还需插入一定数量的帧同步码；为使复接器、分接器能够正常工作，还需加入对端告警码、邻站监为使复接器、分接器能够正常工作，还需加入对端告警码、邻站监测及勤务联络等公务码（以上各种插入的码元统称附加码），即需测及勤务联络等公务码（以上各种插入的码元统称附加码），即需要要码速变换码速变换。

42、9.8 时分复用和复接9.8.1 基本概念五、同步复接五、同步复接9.8 时分复用和复接9.8.1 基本概念六、异步复接六、异步复接异步复接时，四个一次群虽然标称数码率都是异步复接时，四个一次群虽然标称数码率都是2048kbits，但，但因四个一次群各有自己的时钟源，并且这些时钟都允许有因四个一次群各有自己的时钟源，并且这些时钟都允许有100bits的偏差，因此四个一次群的瞬时数码率各不相等。的偏差，因此四个一次群的瞬时数码率各不相等。所以对异源一次群信号的复接首先要解决的问题就是使被复接所以对异源一次群信号的复接首先要解决的问题就是使被复接的各一次群信号在复接前有相同的数码率，这一过程叫码速

43、调整。的各一次群信号在复接前有相同的数码率，这一过程叫码速调整。码速调整码速调整是利用插入一些码元将各一次群的速率由是利用插入一些码元将各一次群的速率由2048kbits左右统一调整成左右统一调整成2112kbits。接收端进行。接收端进行码速恢复码速恢复，通过去掉插，通过去掉插入的码元，将各一次群的速率由入的码元，将各一次群的速率由2112kbits还原成还原成2048kbits左左右。右。码速调整技术可分为正码速调整、正负码速调整和正码速调整技术可分为正码速调整、正负码速调整和正/零零/负码负码速调整三种。复接时钟速率高于各个支路时钟速率时速调整三种。复接时钟速率高于各个支路时钟速率时,采

44、用采用正码速调正码速调整整；接时钟速率低于各个支路时钟速率时；接时钟速率低于各个支路时钟速率时,采用采用负码速调整负码速调整；复接时；复接时钟速率等于各个支路标称码速速率时钟速率等于各个支路标称码速速率时,采用采用正正-零零-负码速调整负码速调整。9.8 时分复用和复接9.8.1 基本概念六、异步复接六、异步复接正码速调整电路和码速恢复电路正码速调整电路和码速恢复电路9.8 时分复用和复接 现以现以PCM30/32PCM30/32路电话系统路电话系统为例，来为例，来说明时分复用的帧结构，这样形成的说明时分复用的帧结构，这样形成的PCMPCM信号称为信号称为PCMPCM一次群信号。一次群信号。P

45、CM30/32PCM30/32系统的意思是整个系系统的意思是整个系 统共分为统共分为3232个路个路时隙，其中时隙，其中3030个路时隙分别个路时隙分别 用来传送用来传送3030路话音信号，一个路时隙用来传送帧路话音信号，一个路时隙用来传送帧同步码，另一个路时隙用来传送信令码。同步码，另一个路时隙用来传送信令码。9.8.2 时分复用的帧结构9.8 时分复用和复接9.8.2 时分复用的帧结构9.8 时分复用和复接一、基本概念一、基本概念9.8.3 准同步数字体系（PDH）传统的数字通信是准同步复用方式，相应的数字复用系列成传统的数字通信是准同步复用方式，相应的数字复用系列成为准同步数字系列（为准

46、同步数字系列（Plesiochronous Digital HierarchyPlesiochronous Digital Hierarchy），），简称简称PDHPDH。准同步数字体系准同步数字体系PDHPDH是电信网络中的一种是电信网络中的一种传输技术传输技术，用于在象用于在象光纤光纤和和微波微波无线系统的数字化传送设备上传输大量数无线系统的数字化传送设备上传输大量数据。据。在数字通信发展的初期，为了适应在数字通信发展的初期，为了适应点到点通信点到点通信的需要，大量的需要，大量的数字传输系统都是准同步数字体系（的数字传输系统都是准同步数字体系（PDHPDH），），准同步是指各级准同步是指各

47、级的比特率相对于其标准值有一个规定的容量偏差的比特率相对于其标准值有一个规定的容量偏差，而且定时用，而且定时用的的时钟信号并不是由一个标准时钟发出来的时钟信号并不是由一个标准时钟发出来的，通常采用正码速，通常采用正码速调整法实现准同步复用。调整法实现准同步复用。ITU-T G.702ITU-T G.702规定，准同步数字系列有规定，准同步数字系列有以下两种标准。以下两种标准。9.8 时分复用和复接国际电信联盟国际电信联盟ITU提出两个提出两个PDH体系，体系，E、T体系。体系。在在PDH体系中，一种是以体系中，一种是以 2M b/s为第一级速率的为第一级速率的PDH体系，主体系，主要用于欧洲、

48、俄罗斯等，通常用要用于欧洲、俄罗斯等，通常用 E 1 符号表示；另一种是以符号表示；另一种是以 1.5M b/s为第一级速率的为第一级速率的PDH体系，主要北美、日本等，通常用体系，主要北美、日本等，通常用 T 1符符号表示。号表示。二、常用的二、常用的PDHPDH体系体系9.8.3 准同步数字体系（PDH）9.8 时分复用和复接三、三、PDHPDH体系下的电话通信体系下的电话通信9.8.3 准同步数字体系（PDH）9.8 时分复用和复接四次群的传输通常利用光纤、微波等信道进行频带传输，四次群四次群的传输通常利用光纤、微波等信道进行频带传输，四次群信号需要通过光端机或微波设备（图中未画出）进行

49、处理变换、调信号需要通过光端机或微波设备（图中未画出）进行处理变换、调制等。制等。PDH的网络结构（一种应用）的网络结构（一种应用）四、四、PDHPDH的网络结构的网络结构9.8.3 准同步数字体系（PDH）9.8 时分复用和复接现在的准同步数字体系（现在的准同步数字体系（PDH）传输体制已不能适应现代通信）传输体制已不能适应现代通信网的发展要求，其弱点主要表现在如下几个方面。网的发展要求，其弱点主要表现在如下几个方面。(1(1）只有地区性数字信号速率和帧结构标准而只有地区性数字信号速率和帧结构标准而不存在世界性标准不存在世界性标准。(2)(2)没有世界性的标准光接口规范没有世界性的标准光接口

50、规范，导致各个厂家自行开发的专用光接口大，导致各个厂家自行开发的专用光接口大量出现。量出现。(3)(3)准同步系统的复用结构，除了几个低等级信号（如准同步系统的复用结构，除了几个低等级信号（如2048kbits，1544kbits）采用同步复用外，其它）采用同步复用外，其它多数等级信号采用异步复用多数等级信号采用异步复用，即靠塞入一些，即靠塞入一些额外的比特使各支路信号与复用设备同步并复用成高速信号。额外的比特使各支路信号与复用设备同步并复用成高速信号。(4)复接方式大多采用复接方式大多采用按位复接按位复接，虽然节省了复接所需的缓冲存储器容量，虽然节省了复接所需的缓冲存储器容量，但但不利于以字