WM脉宽调制式逆变器.ppt

《WM脉宽调制式逆变器.ppt》由会员分享，可在线阅读，更多相关《WM脉宽调制式逆变器.ppt（72页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、逆变器的脉宽调制技术PWM(Pulse Width Modulation)是用一种参考波(通常是正弦波，有时也用阶梯波或方波等)为“调制波”(modulating waves)，而以N倍于调制波频率的正三角波(有时也用锯齿波)为“载波”(carrier wave)。由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列用来等效调制波，用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电，这一种技术就叫做脉宽调制技术。脉宽调制技术与多重叠加法相比较，有以下显著的优点：1）电路简单，只用一个功率控制级就

2、可以调节电压输出，又可以调节输出频率。2）可以使用不可控整流桥，使系统对电网的功率因素与逆变器输出电压值无关。3）可以同时进行调频、调压，与中间直流环节的元件参数无关，系统的动态响应速度快。4）可以获得更好的波形改善效果。RPWM是波形调制式PWM逆变器中最简单的一种。当逆变器的转换次数限制在30次以内时，RPWM调制波是最好的。单脉冲RPWM逆变器多脉冲RPWM逆变器三相RPWM逆变器SPWM正弦波脉宽调制法（Sinusoidal PWM）是调制波为正弦波、载波为三角波或锯齿波的一种脉宽调制法。二阶式与三阶式脉宽调制方法。所谓阶是指PWM式逆变器输出电压的电平数。二阶式的PWM波形有正、负两

3、个电平（双极性调制），三阶式的PWM波形有正、负和零三种（单极性调制）。调制波起始点在三角波的正负峰值处时，输出电压中含有正弦项和余弦项；而调制波起始点在三角波起始点在三角波上升或下降沿零点处时，输出电压中只含正弦项，波形对称于原点。所以，就输出波形而论，正弦调制波起始点取在三角波的上升或者下降沿零点处为好，它可以得到对称于原点的奇函数波形，这一点在N值较小的同步应用时是很重要的。就输出波形而言，N=奇数为好，它可以使输出电压中的谐波全为奇次谐波，所得到的波形既对称于原点，又对称于纵轴（镜对称），所以是奇次谐波函数。当N=奇数时，比较正弦波起始点位置在下降沿零点处和在上升沿零点处两种波形可知，

4、上升沿零点处，所得波形的第一个脉冲是负脉冲，而且当N值很小时波形很差，不如起始点在下降沿零点处。所以在选择调制波起始点的位置和选择N等于奇数或偶数时，应选取起始点在下降沿零点处，N=奇数为最好。为了得到较好的输出波形，必须做到以下三点：1）SPWM中的调制波与载波必须同步工作，即N=正整数。2）N必须取奇整倍数，以保输出波形为奇谐波函数，既对称于原点，又对称于横轴。3）正弦调制波起始点的位置必须在三角波的下降沿零点处，在N值很小时这一点尤为重要。所谓过调制。即调制度M1的调制。在M=01区间内，基波幅值随着M的增大而线性地增加；在M=13.24区间内，基波幅值随着M的增大而呈非线性增加；在M3

5、.24时曲线呈饱和状态，基波幅值不再随M的增大而增加。载波用三角波的三阶SPWM波形的谐波含量比载波用全波三角波的二阶SPWM波形的谐波含量要小。两个相位相反的二阶SPWM波相减，就得到了一个N=2N的三阶SPWM波，而两个二阶SPWM中的载波、载波的奇次谐波，以及它们的上下边频都被消除掉了。虽然N都等于9（是奇数），但调制波起始点位置不同，所得到的波形也就不同。比较线电压的波形与谐波分析结果，得出以下结论：调制波起始点位置在三角波下降沿零点处的波形较好，它既对称于原点，又对称于横轴。当N的数值较高时，调制波起始点位置与N取奇数还是偶数对波形的影响很小，可以随便选取，调制波与载波可以同步工作，

6、也可以非同步工作；当N的数值取得较小时，例如N22时，为了避免基波与变频谐波频率接近而发生跳动，并得到较好的三相脉宽调制波形，必须做到以下三点：1）调制波与载波必须同步工作；2）N必须取3的奇整倍数；3）正弦调制波起始点的位置必须在三角波的下降沿零点处。与M0.866.其原因是通过O点电位按三次谐波浮动，为每相电压注入了同样的3次谐波，使合成相电压对直流电源中点O的峰值降低。SPWM与多重叠加法的联合应用可以是调压和扩容都很方便，因此在中、大型逆变器中得到了广泛应用。在实际应用中，采用SPWM与多重叠加法联合应用的目的有两个：一是扩容二是调压以三相逆变器为例，当一台三相SPWM逆变器的容量不够

7、时，可以采用两台三相SPWM逆变器的二重叠加，并采用二重叠加SPWM控制，使逆变器的容量成倍增大，并使SPWM逆变器的谐波进一步减少。SPWM逆变器多重叠加的联结方式有两种：变压器连接方式电抗器连接方式为了使电路简化，多采用电抗器连接方式。左图为利用电抗器连接的三相SPWM逆变器的二重叠加电路，本来用SPWM就已经消除了某些低次谐波，因此在进行二重叠加时，应以消除载波谐波分量为目的，这样消除谐波的效果就更好，为了消除载波谐波，在左图中两个单元三相SPWM逆变器的载波信号的相位，互相错开180，这样就可以得到左侧的波形。二重叠加前，SPWM单元逆变器，SPWM单元逆变器的输出电压的阶高为E；二重

8、叠加后的电压的阶高减小到E/2，其优点是对负载的电压冲击减小了一半，线电压的阶高为0，E/2和E，波形叠加合成用的限流电抗器工作在载频状态，其电压和时间的乘积是以载波频率为基准，电抗器的工作频率提高N倍，因此电抗器的体积和重量将大大减小，当载波比较大时，只要很小的电抗器就可以达到限流的目的。三相SPQM逆变器二重叠加后，其输出电压所包含的谐波中，载波的变频谐波带全部被消除了，最低次谐波由叠加前的载波频率上升到2倍的载波频率带。这种逆变器波形的改善，主要是以SPWM为主，二重并联叠加主要是为了扩容，因此这种叠加控制方式只适合于中等容量逆变器的扩容使用。纯方波逆变器的多重叠加，方式虽然简单可靠，但

9、输出效果差，且不能实现闭环控制，难以调节输出电压波形，而采用SPWM逆变器的多重叠加，由于在大功率逆变器中实现了SPWM控制，因而可以大大地改善输出电压的调节，优化系统性能指标。采用SPWM单元逆变器的目的主要是为了调压，因而SPWM单元逆变器的载波比可以选到最低，考虑到三相应用，载波比可以取3，这样，单元逆变器就可以选用低速开关器件，如GTO等，为了很好地改善输出电压的波形，消除谐波，可以选用多个低开关频率的SPWM逆变器进行多重叠加。假定有N个采用低速开关器件的低开关频率SPWM单元逆变器，它们具有相同的载波比F和相同的调制度M，载波都采用三角波，为了进行多重叠加，各单元逆变器载波三角波的

10、相位依次滞后2/NF进行移相，N个单元逆变器共用一个正弦调制波，采用输出变压器次级进行串联叠加方式的N个移相SPWM单元逆变器的多重叠加。对输出电压进行谐波分析。为了进行有效的谐波分析和比较，采用了波形畸变系数THD式中，为对应调制度M的基波分量有效值和i次谐波分量的有效值 为了比较N个移相SPWM单元逆变器的多重叠加与普通SPWM逆变器谐波含量的大小，我们将N=5，F=3的5个移相SPWM单元逆变器的多重叠加，以及N=1，F=15的普通SPWM逆变器比较，两者总的开关次数是相同的，而5个移相SPWM单元逆变器多重叠加逆变器中，各单元SPWM逆变器的开关次数为F=3，只相当于普通SPWM逆变器

11、的1/5，大大低于普通SPWM逆变器。当调制度M从0.1变化到1时，移相SPWM逆变器多重叠加的波形畸变系数THD基本不变，且数值较小，大大优于一般SPWM逆变器U。M=1时的基波分量有效值为U1max，U1/U1max为归一化的基波分量有效值，N=5，F=3的移相SPWM逆变器多重叠加的M与U1/U1max成正比，故可以通过调节M线性地调节输出电压，同时也可知，随着M的变化，THD基本不变，这就说明,在通过M调节输出电压的同时，谐波分量基本不变。由于这种逆变器的波形改善主要是以多重叠加为主，SPWM主要是为了调压，所以这种移相SPWM逆变器多重叠加方式很适合于大容量与特大容量逆变器使用。除了

12、通过输出变压器的次级绕组进行串联叠加，如果采用具有单独直流电源的单相全桥逆变器（Full-Bridge Inverter，简称FBI）时，就可以不用输出变压器，而采用直接串联叠加的方式，这样的叠加方式还可以解决高压大功率开关器件串联应用时的均压难题。直接串联叠加方式中的单相全桥逆变器FBI，可以工作在二阶SPWM状态，也可以工作在三阶SPWM状态，并且其中的每一个FBI都工作在三阶SPWM状态时，就可以使输出电压波形得到进一步的改善。如果FBI采用IGBT作开关，把FBI的开关频率提高到基频的100倍时，就可以使输出电压达到完美无谐波的程度。当采用N个具有单独直流电源的SPWM单相全桥逆变器直

13、接串联叠加时，在A相输出电压中将得到（2N+1）个电平的电压输出。在输出电压的双重傅里叶级数中可以消除NF1次以下的谐波。在有限的单相全桥逆变器个数N和有限的载波比F的条件下，用N个SPWM FBI的直接串联叠加，能够更有效地消除低次谐波，它比多重叠加法多消除F/2倍的低次谐波，比SPWM法多消除N倍的低次谐波，故称为无谐波（Harmony）逆变器。这种逆变器已在美国罗宾康公司生产的高压大功率变频器中得到应用，称为完美无谐波高压变频器（Perfect Harmony）。容 量 可 达 315kW10000kW，输出波形能满足各国供电部门对谐波的最严格要求，无需再附加交流输出滤波器，变频器的总体

14、效率高达97%.以扩容为主要目的联合应用，消除谐波主要靠SPWM，是以SPWM为主的一种应用方式，多重叠加（一般为二重）叠加只是为了扩容，所以这种联合应用方式主要应用于SPWM逆变器的并联与扩容，多重 叠加方式一般为二重等幅并联叠加。以调压为主要目的的联合应用方式，消除谐波主要靠多重叠加，是以多重叠加为主的一种应用方式，SPWM只是为了调压，所以这种联合应用方式主要应用于大型与特大型多重叠加逆变器的调压与闭环控制，正弦脉宽调制度载波比一般为3.以扩容为主要目的联合应用，消除谐波主要靠SPWM，所以它的叠加合成波形具有SPWM特点，仍然是SPWM波形，只不过在线电压波形上增加了一个反应多重叠加的

15、台阶。以调压为主要目的的联合应用，消除谐波主要靠多重叠加，所以它的叠加合成波形具有多重叠加的特点，仍然是阶梯波，只不过在阶梯波波形上增加了几个反应SPWM的小脉冲。SPWM与多重叠加法联合应用后，具有较好的波形改善性能与调压特性，它把SPWM与多重叠加法的优点集中到了一起，所以闭环控制与扩容都比较方便，只不过使主电路与控制电路都具有不同程度的复杂化。SPWM与多重叠加法的联合应用在某种程度上可以减少逆变器的开关频率，减小开关损耗，特别是以调压为主的联合应用，使单元逆变器的开关频率降低到了3，大大低于一般SPWM逆变器，可以使用像GTO那样的低速开关器件，为采用低速开关器件，制造调压与消除谐波性

16、能都比较好的高性能高效率逆变器创造力条件。SPWM与多重叠加法的联合应用既适用于电压型逆变器也适用于电流型逆变器；既可以用输出变压器的次级绕组串联叠加，或直接串联叠加，也可以用限流电抗器并联叠加；既可以变幅叠加，也可以等幅叠加，叠加参数的计算用多重叠加法中的分组特性和余弦规律的方程式进行。载波为全波三角波的SPWM逆变器的采样有两种方法：自然采样法：由高频载波三角波与正弦调制波的交点来自然地确定脉冲的采样点和开关点，即自然采样法的采样点与开关点重合，采样点不能预测。规则采样法：在载波三角波的固定点对正弦波进行采样，以确定脉冲的前沿和后沿时刻，而并不管此时是否发生正弦调制波与载波三角波相交。1）

17、基波幅值与调制度M成正比，有利于调压：2）高次谐波随着载波比N与调制度M的增大而减小，有利于波形的正弦化，适合于N大于11的场合。当N小于11时，谐波成分增大，尤其是低次谐波成分增大，使邻近频谱瓣之间发成重叠，导致不同频谱瓣谐波分量叠加。3)自然采样法有一个很大的缺点，即在线计算脉冲宽度是一个超越方程，需要数值分析中的迭代方法求解。所谓规则采样法就是在载波三角波的固定点对正弦波进行采样，以确定脉冲的前沿和后沿时刻，而并不管此时是否发生正弦调制波与载波三角波相交，由于规则采样法的正弦调制波上的采样点是预先选定的，仅仅在预先选定的等周期固定点上周期地采样，采样周期一般是载波三角波周期的一半，采样点

18、存储在微机的内存中，当载波三角波的值达到这些采样点的值时，就是开关点转换时刻，也就是说采样点与开关点不重合，采样点是固定的，开关点是变化的，开关点转换时刻可以利用简单的三角函数在线地计算出来，这样就满足了微机全数字控制的要求。Browse SPWM规则采样的原理为：正弦调制波在选定的采样点的值 被存储在“采样保持电路”中，此采样法选定的采样时刻为载波三角波的正峰值时刻，采样周期为载波三角波周期的一半，而且在一个采样周期 中保持恒定不变，这样就得到了一个采样保持式的梯形调制波B，取代了原来的正弦调制波A，利用梯形调制波B与载波三角波C的交点a和b来决定开关点转换时刻 和 。输出电压的基波分量方程

19、式为：由此式可知，输出电压的基波分量不再与调制度M和相位的余弦成正比了，而变成了与调制度M和载波比N成非线性函数的关系，当N增大时，基波分量趋于正弦；而当N较小，M较大时，采样点P无论取在周期的起点（P=0）、1/4周期点，还是取在1/2周期点，规则采样法输出电压的频谱，都明显的劣于自然采样法。广义规则采样时，P点可以取0Tc/2中的任一值，也即采样点可以取在前半采样周期中正弦调制波上的任意一点（自然采样点也在其中）。采样点越趋近于自然采样点，其输出波形的频谱特性越好，我们可以找到两个简单的方法，使其既能接近自然采样点而又容易计算，这样是割线逼近法和切线逼近法。这两种广义规则采样法的开关动作时

20、刻都是由载波三角波达到计算采样点值的时刻来确定的。只不过是在经典的规则采样中由于实际采样点与计算采样点重合，所以实际采样点的值可以直接用来确定开关点，而在割线法与切线法中实际采样点与计算采样点不重合，所以需要先用实际采样点的值算出计算采样点的值后，再由此导出开关点，所以这两种方法在不增加工作量的情况下拓展了规则采样法，在计算难度增加不多的情况下，得到了二个更加接近于自然采样点逼近法。从图形上看，自然采样点调制波是正弦波，Bowse规则采样点调制波是阶梯波，而割线逼近法和切线逼近法的调制波是由割线或切线组成的凸多边形正弦波，显然，与梯形波相比，凸多边形正弦波更接近于正弦波。产生SPWM波形的控制

21、电路有许多种，下面讲述有代表性的三个例子：1）用比较器对调制波和载波进行比较，根据幅值的大小决定输出状态，当载波比N足够大时一般称为谐波调制；2）用定时器或计数器对脉冲宽度持续计数，此法虽然与第一种调制方法不同，但是都是通过调制波来决定脉冲宽度，从而得到和载波同步的脉冲列；3）把预先规定的脉冲宽度存储在ROM里，然后根据载波脉冲来输出，脉冲模式的决定与调制波形无关，由载波同步得到所希望的脉冲宽度。模拟方法多用线性积分电路产生三角波，用文氏校振荡器或RC振荡器产生正弦波，然后通过比例放大器控制其幅值。用微型计算机程序控制，配合集成电路PWM调制器（如SLE4520集成块），用最少的元器件可以直接

22、获得脉宽调制波。这种程控化、软件化的方法经济可靠。虽然技术问题还有待进一步开发，但确有广泛的发展前途。这种方法介于模拟法和数字法之间。模拟法难以实现三角波与正弦波从同步，而且用的元器件多，有温度漂移，可靠性差，目前已很少应用。数字模拟混合法吸收了数字电路的优点：准确，可靠，容易实现同步，发展较快，电路所用元器件也是千变万化的，其中查表法比较典型。查表法是将正弦波或三角波一个周期分割成许多等分，计算各分点的幅值，化整为16进制的数码，依次存放在从0单元开始的EPROM存储器中，形成数据表格。一个计数器由给定的时钟驱动计数，在表格中依次查询数据，同时把查到的数据送给CMOS数模转换器。直流电压利用

23、率：当调制度M=1时，三相逆变器输出线电压的幅值与直流电源电压E的比值。SPWM三相逆变器输出电压的幅值为 ，故其直流电压利用率为 ，说明直流电压利用率不高。这是SPWM逆变器的缺点之一。SPWM三相逆变器的直流电压利用率只有0.866，直流电压没有得到充分利用，其原因是一相电压的峰值和它相电压的反峰值之间有60的相位差。解决这个问题的方法之一是使输出线电压在保持正弦的条件下，使调制波畸变。具体做法是使各相波形在半个周期内有60固定在正或负担饱和点，以对其它两相进行控制，使线电压为正弦波。这种方式是在三相半波的三个桥臂中，使一个桥臂的通断状态固定不变，只调节其它两个桥臂，因此称这种调节方式为两

24、桥臂调制或两相调制。同步式SPWM逆变器中，采用正弦波与三角波进行比较的三相逆变器，逆变器的开关转换时间由负载相电压正弦波和载波三角波的交点决定。在实际应用中，负载往往没有中性点，因此所需要的自由度就少了一个，这时如果采用线电压控制自由度就够了，并且还多出一个自由度。适当地利用这个多出的自由度，可以得出特性更好的PWM调制法。目前在实际应用的设备中，采用线电压控制的产品逐渐在增多，通常把这种控制方式称为线电压控制方式，与其相对应，把采用相电压控制者称为相电压控制方式。相电压控制方式下，如果给相电压同时都叠加上一个任意电压时，线电压也不会发生波形失真的情况，这个叠加电压可以采用任意形式，但原则上其频率应是基波频率的三倍比较合适。1）每一时刻只有两相受到调制，故称为两相鞍形PWM调制（调制波形象马鞍形）。2）与相电压控制方式比较，最高输出电压可以提高15%。3）功率分配上臂轻，下臂重，功率指标不能充分利用。