现代数字调制技术要点.pptx

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1、1.通信的理想目标和环境：通信的理想目标：在任何时候、在任何地方、与任何人都能及时沟通联系和交流信息 通信的环境：非常复杂，面临各种干扰和电波传播影响 电波传播的衰耗多径衰落 信号在无线传播过程中，经过多点反射，从多条路径到达接收端，这种多径信号的幅度、相位和到达时间都不一样，这样造成的信号衰落称为多径衰落 引言第1页/共61页抗干扰性（电波传播影响、多径衰落）已调信号带宽使用、成本因素好的数字调制方式应有的特点低信噪比下具有良好的误码性能良好的抗多径衰落能力较小带宽使用方便、成本低2.数字调制方式应考虑的因素：第2页/共61页3.数字调制方式的分类单载波调制：某一时刻调制只使用单一载波恒定包

2、络调制FSK、PSKOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK 不恒定包络调制ASKQAM多载波调制：某一时刻调制使用多个载波OFDM第3页/共61页本章目录8.1 偏移四相相移键控（OQPSK）8.2/4四相相移键控（/4-QPSK）8.3最小频移键控（MSK）8.4高斯最小频移键控（GMSK）8.5 正交幅度调制（QAM）8.6 正交频分复用（OFDM）第4页/共61页8.18.1 偏移四相相移键控（OQPSK）QPSK在数字调制下的问题调制信号带宽为无穷宽，而实际的信道带宽总是有限的。码组中两个比特同时变化时有相位翻转现象，引起包络起伏。包络起伏会导致频谱扩散，增加邻信道干扰。为了克服

3、QPSK调制已调信号带宽无穷宽、包络起伏、频谱扩散的问题，消除QPSK调制下相位翻转现象，在QPSK的基础上提出了OQPSK。第5页/共61页QPSK调制的原理正交调制方法对数据进行串/并变换，将二进制数据每两个比特分为一组。一共有四种组合（1，1）、（1，-1）、（-1，1）和（-1，-1）。每组前一比特为同向分量I，后一比特为正交分量Q。利用同向分量、正交分量分别对两个正交的载波进行2PSK调制，最后将结果叠加。第6页/共61页QPSK调制和OQPSK调制的相位图 如图(a)所示，QPSK信号的相位在4种可能的相位上跳变，跳变量可能为/2或。当跳变量为时发生相位翻转，引起最大包络起伏。第7

4、页/共61页OQPSK调制表达式 其中I(t)表示同相分量；表示正交分量，它相对于同相分量偏移Ts/2。由于同相分量和正交分量不能同时发生变化，相邻一个比特信号的相位只可能发生/2的变化。从而消除了相位翻转的现象。第8页/共61页OQPSK的I、Q信道波形及相位路径 消除了相位翻转现象后，OQPSK信号中包络的最大值与最小值之比约为 ，不再有很大的包络起伏。第9页/共61页OQPSK的调制、解调原理第10页/共61页OQPSK和QPSK的比较均采用相干解调，理论上误码性能相同。频带受限的OQPSK信号包络比频带受限的QPSK信号的小，经限幅放大后功率谱展宽的少，所以OQPSK的性能优于QPSK

5、。实际中，OQPSK比QPSK应用更广泛。OQPSK信号不能接受差分检测，接收机的设计比较复杂。第11页/共61页8.28.2/4四相相移键控（/4-QPSK）/4-QPSK调制是对OQPSK和QPSK在最大相位变化上进行折衷，是在QPSK和OQPSK基础上发展起来的。与QPSK和OQPSK相比的优势最大相位改变为45或135，比QPSK相位变化小，改善了功率谱特性。改进了解调方式。QPSK和OQPSK只能采用相干解调，/4-QPSK可以采用相干解调和非相干解调。功率效率高，抗干扰能力强。能有效地提高频谱利用率，增大系统容量。第12页/共61页/4-QPSK调制信号的相位点已调信号的相位被均匀

6、地分配为相距/4的8个相位点，如下图：8个相位点分为两组，每组中各相位点相距/2。已调信号只能在不同组之间交替跳变，相位跳变值只有45和135四种取值。第13页/共61页设已调信号为分析式中，为 kTt(k+1)T 间的附加相位。将上式展开，得到 其中，为是前一码元附加相位 与当前码元相位跳变量 之和，可表示为：第14页/共61页设当前码元的两正交信号分别表示为令前一码元的两正交信号为 Ik-1=cosk-1，Qk-1=sink-1 则当前码元信号可表示为 由此可知，当前码元的信号（Ik，Qk）不仅与当前码元相位跳变量有关，还与前一码元的信号（Ik-1，Qk-1）有关，即与信号变换电路的输入码

7、组有关。第15页/共61页双比特信息Ik,Qk和相邻码元之间相位跳变 之间的关系 由表可见，码元转换时刻的相位跳变量只有/4和3/4共4种取值，不可能产生如QPSK信号的相位跳变，从而使得信号的频谱特性得到较大改善。Ik,Qk与 的对应关系第16页/共61页/4-QPSK信号的产生同相分量Ik 和正交分量Qk 通过脉冲成形滤波器后，分别形成进入QPSK调制器的同相分量I(t)和正交分量Q(t)，然后对两个相互正交的载波调制，产生/4-QPSK信号。调制前，二元信息经过串/并变换分成两路，再经过电平变换形成同相分量Ik 和正交分量Qk，这里的电平变换又称为信号映射。第17页/共61页全数字式/4

8、-QPSK调制器第18页/共61页全数字式/4-QPSK调制器 载波信号发生器将产生相位为0、/4、/2、7/4等8种载波信号，固定送给相位选择器D0、D1、，D7。地址码发生器由编码电路和延迟电路组成，编码器完成双比特Ik、Qk输入和3比特Ak、Bk、Ck输出之间的转换，延迟电路完成相对码变换。3比特共有8种取值，每种取值对应控制8选1相位选择器，把所需的载波选取出来，再经滤波器形成/4-QPSK输出信号。由于信息包含在两个抽样瞬间的载波相位差之中，故解调时只需检测这个相位差。这种解调器具有电路简单，工作稳定，易于集成等特点。第19页/共61页/4-QPSK非相干差分延迟解调 优点在于不需要

9、载波提取，可简化接收机设计。且在存在多径衰落时，性能优于OQPSK。第20页/共61页8.3 8.3 最小频移键控（MSK）最小频移键控（MSK）是2FSK的改进，它是二进制连续相位频移键控的一种特殊情况。本节内容提要引言8.3.1 MSK信号的正交性 8.3.2 MSK信号的相位连续性 8.3.3 MSK信号的产生与解调 8.3.4 MSK信号的功率谱特性 第21页/共61页引言FSK的不足之处频带利用率低。所占频带宽度比2PSK大。存在包络起伏。用开关法产生的2FSK信号其相邻码元的载波波形的相位可能不连续，会出现包络的起伏。2FSK信号的两种波形不一定保证严格正交。MSK信号的特点MSK

10、信号的包络恒定不变。MSK是调制指数为0.5的正交信号，频率偏移等于（1/4Ts）Hz。MSK波形的相位在码元转换时刻是连续的 MSK波形的附加相位在一个码元持续时间内线性地变化/2。第22页/共61页8.3.1 MSK信号的正交性 MSK信号可以表示为,式中，表示载频；表示相对载频的频偏；表示第k个码元的起始相位；ak=1是数字基带信号；称为附加相位函数，它是除载波相位之外的附加相位。第23页/共61页当ak=+1时，信号频率为当ak=-1时，信号频率为因此可计算出频差为即最小频差等于码元传递速率的一半。对应的调制指数为第24页/共61页8.3.2 MSK信号的相位连续性根据相位 的连续条件

11、，要求在 时满足可以得到 可见，MSK信号在第k个码元的起始相位不仅与当前的 有关，还与前面的 和 有关。第25页/共61页为简便起见，设第一个码元的起始相位为0，则或 以下讨论在每个码元间隔Ts内相对于载波相位的附加相位函数的变化 由 可知，是MSK信号的总相位减去随时间线性增长的载波相位得到的剩余相位，它是一个直线方程式。在一个码元间隔内 当 时，增大 当 时，减小（MSK 相位网格图）第26页/共61页例8-1 已知载波频率fc=1.75/Ts，初始相位 。解：(1)当ak=-1时，信号频率f1为当ak=+1时，信号频率f2为(2)最小频差 它等于码元传递速率的一半。(1)当数字基带信号

12、ak=1时，MSK信号的两个频率f1和f2分别是多少？(2)对应的最小频差及调制指数是多少？(3)若基带信号为+1-1-1+1+1+1，画出相应的MSK信号波形。第27页/共61页 调制指数为(3)根据以上计算结果，可以画出相应的MSK波形 “+1”和“-1”对应MSK波形相位在码元转换时刻是连续的，而且在一个码元期间所对应的波形恰好相差1/2载波周期。第28页/共61页8.3.3 MSK信号的产生与解调 考虑到 ,或 ，MSK信号可以用两个正交分量表示为式中，为同相分量；为正交分量。由此可以得到MSK信号的产生框图。第29页/共61页MSK信号的产生方框图 图中输入数据序列为ak，它经过差分

13、编码后变成序列ck。经过串/并转换，将一路延迟Ts，得到相互交错一个码元宽度的两路信号Ik和Qk。加权函数 和 分别对两路数据信号Ik和Qk进行加权，加权后的两路信号再分别对正交载波 和 进行调制，调制后的信号相加再通过带通滤波器，就得到MSK信号。第30页/共61页 MSK解调 由于MSK信号是一种FSK信号，所以它可以采用相干解调和非相干解调。MSK信号经带通滤波器滤除带外噪声，然后借助正交的相干载波与输入信号相乘，将Ik和Qk两路信号区分开，再经低通滤波后输出。同相支路在 2kTs 时刻抽样，正交支路在(2k+1)Ts时刻抽样，判决器根据抽样后的信号极性进行判决，大于0判为“1”，小于0

14、判为“0”，经串/并变换，变为串行数据。与调制器相对应，因在发送端经差分编码，故接收端输出需经差分译码后，即可恢复原始数据。第31页/共61页8.3.4 MSK信号的功率谱特性经推导,MSK信号的归一化双边功率频谱密度 的表达式为 式中，fc为载频，Ts为码元宽度。按照上式可以画出MSK信号的功率谱曲线。第32页/共61页 图中实线为MSK功率谱曲线。图中横坐标是以载频为中心画的，即横坐标代表频率 ；Ts表示二进制码元间隔。图中还给出了其他几种调制信号的功率谱密度曲线作为比较。由图可见，与QPSK和OQPSK信号相比，MSK信号功率谱更为集中，即其旁瓣下降得更快。故它对相邻频道的干扰较小。具体

15、的计算数据表明，包含99%信号功率的带宽近似值中，MSK最小，约为1.2/Ts；QPSK及OQPSK其次，为6/Ts；BPSK最大，为9/Ts。由此可见，MSK信号的带外功率下降非常快。第33页/共61页8.4 高斯最小频移键控（GMSK）MSK信号的不足：虽然包络恒定，带外功率谱密度下降快，但在一些通信场合还不能满足需要例如在移动通信中，MSK所占带宽和频谱的带外衰减速度仍不能满足需要，以至于在25kHz信道间隔内传输16kbit/s的数字信号时，将会产生邻道干扰。对MSK调制方式的改进在频率调制之前，用一个高斯型低通滤波器对基带信号进行预滤波，滤除高频分量，使得功率谱更加紧凑。新的调制方式

16、：高斯最小频移键控（GMSK）。第34页/共61页高斯型滤波器的传输函数为式中，B为高斯滤波器的3dB带宽。将上式作傅里叶逆变换，得到此滤波器的冲击响应为：式中，。由于 为高斯型特性，故称为高斯型滤波器。习惯上使用BTs来作为GMSK的重要指标。其中，B为3dB带宽，Ts为码元间隔。BTs表明了滤波器的3dB带宽与码元速率的关系，例如，BTs=0.5就表示滤波器的3dB带宽是码元速率的0.5倍。第35页/共61页GMSK信号的功率谱 GMSK信号的功率谱很难分析计算。用计算机仿真的方法得到的结果如图.分析：GMSK具有功率谱集中的优点。GMSK信号频谱特性的改善是以降低误比特率性能为代价的，预

17、滤波器的带宽越窄，输出功率谱就越紧凑，但同时码间串扰（ISI）也越明显，即BTs值越小，码间串扰越大，误比特率性能也会变得越差。在实际应用中BTs应该折衷选择。第36页/共61页8.5 正交幅度调制（QAM）多进制的相位键控（MPSK）调制的特点在带宽和功率占用方面都具有优势，即带宽占用小和比特信噪比要求低。随着进制数M的增加其误比特率难于保证。正交幅度调制（QAM）技术采用正交载波技术传输ASK信号，可使得频带利用率提高一倍。再结合多进制与其它技术，可进一步提高频带利用率，并改善M较大时的抗噪声性能。它是一种幅度和相位联合键控的调制方式。第37页/共61页分析 在QAM调制中，载波的幅度和相

18、位两个参量同时受基带信号控制在一个码元中的信号可以表示为 上式可展开为 令得到上式中，Xk、Yk 也是可以取多个离散值的变量。正交幅度调制是用两路独立的基带数字信号作为调制信号，对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，它利用已调信号的正交性质来实现两路并行的数字信息传输。第38页/共61页星座图 QAM信号的表示：p若QAM的同相和正交支路都采用二进制信号，则信号空间中的坐标点数目（状态数）M=4，记为4QAM。p 同相和正交支路都采用四进制信号将得到16QAM信号。p 以此类推，两条支路都采用L进制信号将得到MQAM信号，其中M=L2。矢量端点的分布图称为星座图。通常用星座图来描述

19、QAM信号的信号空间分布状态。第39页/共61页16QAM星座图分析 对于16QAM来说，有多种分布形式的信号星座图。p方型16QAM星座图，也称为标准型16QAM。p星型16QAM星座。方型星座图中，信号点共有3种振幅值和12种相位值。星型星座图中，信号点共有2种振幅值和8种相位值。比较：在无线移动通信的环境中，存在多径效应和各种干扰，信号振幅和相位的取值种类越多，受到的影响越大，接收端越难以恢复原信号，这使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。第40页/共61页若所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为 假设两种星座图的信号点之间的最小距离都为2，对于方型16QAM

20、，信号平均功率为 对于星型16QAM，信号平均功率为 由此可见，方型比星型16QAM的功率小1.4dB，而且方型星座的MQAM信号的产生及解调比较容易实现。方型星座的MQAM信号在实际通信中得到了广泛的应用。第41页/共61页当M分别为4163264时，MQAM信号的星座图 为了传输和检测方便，同相和正交支路的L进制码元一般为双极性码元，其间隔相同。当L为偶数时，L个信号电平取为1、3、（L-1）。如果M=L2为2的偶数次方，则方型星座的MQAM信号可等效为同相和正交支路的L进制抑制载波的ASK信号之和。如果状态数ML2，比如M=32，亦需利用36QAM的星座图，将最远的角顶上的4个星座点空置

21、，可以在同样的抗噪声性能下节省发送功率。第42页/共61页MQAM信号功率谱MQAM信号是由同相和正交支路的 进制的ASK信号叠加而成，所以它的功率谱是两支路信号功率谱的叠加。第一零点带宽（主瓣宽度）为 ，即码元频带利用率为（baud/Hz）所以，MQAM信号的信息频带利用率为 利用已调信号的正交性，MQAM实现了两路数字信息在同一带宽内的并行传输，所以与一路L进制的ASK信号相比较，相同带宽的MQAM信号可以传送2倍的信息量。第43页/共61页PSK和QAM的抗噪声性能比较分析在矢量图中可以看出各信号点之间的欧式距离，相邻点的最小距离直接代表噪声容限的大小。随着进制数M的增加，在信号空间中各

22、信号点间的最小距离减小，相应的信号判决区域随之减小。当信号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误概率将随之增大。对相同进制数的PSK和QAM的抗噪声性能可进行具体的比较。第44页/共61页分析 假设已调信号的最大幅度为1，则MPSK信号星座图上信号点间的最小距离为MQAM信号方型星座图上信号点间的最小距离为 式中，L为星座图上信号点在水平轴或垂直轴上投影的电平数，M=L2。可以看出，当M=4时，4PSK和4QAM的星座图相同，第45页/共61页 当M=16时，假设最大功率（最大幅度）相同，在最大幅度为1的条件下 可见，超过 大约1.6dB。实际上，一般在平均功率相同的条件下来比较各信号点之间的最

23、短距离。可以证明，MQAM信号的最大功率与平均功率之比为 当M=16时，这个比值为1.8，即2.55 dB。表明16QAM系统的抗干扰能力优于16PSK。第46页/共61页8.6 8.6 正交频分复用（OFDMOFDM）本节目录：8.6.1 多载波调制技术8.6.2 正交频分复用技术第47页/共61页引言前述各种调制系统在某一时刻都只用单一的载波频率来发送信号，信道不理想时，会造成信号的失真和码间串扰。多载波传输技术，把信道分成多个子信道，将基带码元均匀分散到每个子信道中对载波进行调制传输。1957年出现了使用20个子载波并行传输低速率码元的多载波系统，克服了短波信道上的严重多径效应，复杂度高

24、。20世纪80年代，人们提出了采用离散傅里叶变换来实现多个载波的调制，简化了系统结构，使得正交分频复用（OFDM）多载波调制技术趋于实用化。OFDM是当今能提供高速率传输的各种无线解决方案最有前途的方案之一，已经被列为第4代（4G）移动通信的关键技术。第48页/共61页8.6.1 多载波调制技术多载波调制技术是一种并行体制 将高速率数据序列经串/并变换后分为若干路低速数据流 每路低速数据采用一个独立的载波进行调制，叠加在一起构成发送信号 在接收端用同样数量的载波对发送信号进行相干接收 获得低速率信息数据后，再通过并/串变换得到原来的高速信号 第49页/共61页与单载波系统比，多载波调制技术的优

25、点：抗多径干扰和频率选择性衰落的能力强。串/并变换降低了码元速率，从而增大了码元宽度，减少了多径时延在接收信息码元中所占的相对百分比，以削弱多径干扰对传输系统性能的影响。如果在每一路符号中插入保护时隙大于最大时延，可以进一步消除符号间干扰（ISI）。可以采用动态比特分配技术，即优质信道多传输，较差信道少传输，劣质信道不传输的原则，可使系统达到最大比特率。第50页/共61页多载波调制方式中子载波设置的方案传统频分复用方案 将整个频带划分为N个互不重叠的子信道。在接收端可以通过滤波器组进行分离。偏置QAM方案 在3dB处载波频谱重叠，其复合谱是平坦的。正交频分复用（OFDM）方案，要求各子载波保持

26、相互正交 是一种高效的调制技术，适合在多径传播和多普勒频移的无线移动信道中传输高速数据。具有较强的抗多径传播和频率选择性衰落的能力，并有较高的频谱利用率 第51页/共61页传统的频分复用方案和偏置QAM方案示意图 (a)为传统的频分复用方案，它将整个频带划分为N个互不重叠的子信道。在接收端可以通过滤波器组进行分离。(b)为偏置QAM方案，它在3dB处载波频谱重叠，其符合谱是平坦的。第52页/共61页8.6.2 正交频分复用技术正交频分复用（OFDM）作为一种多载波传输技术，要求各子载波保持相互正交。N个待发送的串行数据经过串/并变换之后得到码元周期为的N路并行码，码型选用双极性非归零矩形脉冲。

27、然后用N个子载波分别对N路并行码进行2PSK调制，相加后得到发送信号。第53页/共61页分析发送信号波形可表示为 其中，An为第n路并行码；为第n路码的子载波角频率，且 。为了保证N个子载波相互正交，也就是在信道传输符号的持续时间内它们乘积的积分值为0。由三角函数系的正交性，任意2个子载波应满足的关系为 因此，要求子载波频率间隔应满足第54页/共61页OFDM信号的频谱结构 OFDM信号由N个信号叠加而成，每个信号的频谱都是为以子载波频率为中心频率的sinc函数。相邻信号频谱之间有1/Ts宽度的重叠。第55页/共61页忽略旁瓣的功率，OFDM信号的频谱宽度为由于信道中每Ts 内传N个并行的码元

28、，所以码元速率所以码元频带利用率为可见，当N 1时，s 趋近于1。如果使用二进制符号传输，与用单个载波的串行体制相比，OFDM频带利用率提高近一倍。第56页/共61页OFDM的解调原理 在接收端，对 用频率为 (n)的正弦波在 进行相关运算，可以得到各子载波上携带的信息An(n)，然后通过并/串变换，恢复出发送的二进制数据序列。图中的实现方法需要N套正弦波发生器、调制器和相关解调器等设备，当N很大时，所需设备将会十分复杂和昂贵，所以这种方法在实际中很难应用。第57页/共61页 用DFT实现OFDM的原理 20世纪80年代，人们发现可以采用离散傅里叶反变换（IDFT）来实现多个载波的调制，接收端

29、用离散傅里叶变换（DFT）来实现解调，从而降低OFDM系统的复杂度和成本，使得OFDM技术更趋于实用化。将改写为 如果对 sm(t)以N/Ts的抽样速率进行抽样，则在 内得到N点离散序列 。这时，抽样间隔T=Ts/N，则抽样时刻的ODFM信号为 第58页/共61页为简便起见，设 ，则有离散傅里叶反变换（IDFT）形式为比较以上两式可以知道，g(kT)的实部就是sm(kT)。可见，OFDM信号的产生可以用快速离散傅里叶变换实现。第59页/共61页 在发送端对串/并变换的数据序列进行IDFT，将结果经信道发送至接收端，然后对接收到的信号再作DFT，取其实部，就可以不失真地恢复出原始的数据。实际应用：p在OFDM系统的实际应用中，可以采用更加方便快捷的快速傅里叶变换（FFT/IFFT）来实现调制和解调。p这样能显著降低运算的复杂度，并且易于和DSP技术相结合，通过使用软件无线电手段实现大规模的应用。第60页/共61页2007年12月61感谢您的观看！第61页/共61页