LTE关键技术学习.pptx

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1、4.1 LTE双工方式FDD、TDD、H-FDD双工方式的原理如图4-1所示。第1页/共99页第一页，编辑于星期六：五点 四十六分。FDD双工方式指的是蜂窝系统中上行和下行信号分别在两个频带上发送，上、下行频带间留有一定的频段保护间隔，避免上、下行信号间的干扰。第2页/共99页第二页，编辑于星期六：五点 四十六分。TDD双工方式中，发送和接收信号在相同的频带内，上、下行信号通过在时间轴上不同的时间段内发送进行区分。TDD双工方式信号可以在非成对频段内发送，不需要像FDD双工方式所需的成对频段，具有配置灵活的特点。第3页/共99页第三页，编辑于星期六：五点 四十六分。在LTE中采用H-FDD方式

2、主要基于以下几点考虑（1）从频段配置角度看，在不同的国家和地区，有许多的零散频段（有可能重用GSM频段）。（2）H-FDD对终端的收/发双工器的要求不如FDD严格，采用H-FDD的终端价格比较低廉。（3）对于某些业务，传输数据的速率要求比较低，应用H-FDD方式接收和发送数据的终端，可以减少功率消耗，延长电池的使用时间。第4页/共99页第四页，编辑于星期六：五点 四十六分。H-FDD双工方式需要eNode B（LTE基站）调度器灵活地调度每个UE的上行发送和下行接收，但公共信道、控制信道和物理过程的时序仍然会受到影响。需要考虑的问题包括以下几方面。（1）PDCCH信道的接收。（2）HARQ时序

3、。（3）对主广播信道（PBCH）产生了影响。（4）对物理随机接入信道（PRACH）产生了影响。（5）收发转换间隔。第5页/共99页第五页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.2 LTE多址技术下行多址技术下行多址技术1OFDM技术基本原理技术基本原理频分复用/频分多址（FDM/FDMA）技术其实是一种传统的技术，将较宽的频带分成若干较窄的子带（子载波）进行并行发送是最朴素的实现宽带传输的方法。但是为了避免各子载波之间的干扰，不得不在相邻的子载波之间保留较大的间隔，如图4-2所示，这大大降低了频谱效率。第6页/共99页第六页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术如图4-3所示，部分重叠的子载

4、波排列可以大大提高频谱效率，因为相同的带宽内可以容纳更多的子载波。第7页/共99页第七页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术OFDM发射机和接收机结构见图4-4。第8页/共99页第八页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.2.1 下行多址技术信号在发射机中的变化过程如图4-5所示。第9页/共99页第九页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术2OFDM技术的优势（1）频谱效率高由于FFT处理使各子载波可以部分重叠，理论上可以接近Nyquist极限。（2）带宽扩展性强由于OFDM系统的信号带宽取决于使用的子载波的数量，因此OFDM系统具有很好的带宽扩展性。（3）抗多径衰落由于信道频率选

5、择性，单载波传输会受到多径干扰的影响。（4）频域调度和自适应OFDM子载波可以按两种方式组合成子信道：集中式（Localized）和分布式（Distributed），如图4-6所示。第10页/共99页第十页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术终端高速移动此时信道质量指示（CQI）反馈跟不上信道的变化速度或信干噪比（SINR）很低时，无法进行有效的频域调度。此时更适合采用分布式OFDMA系统，即将分配给一个子信道的子载波分散到整个带宽，各子信道的子载波交替排列，从而可以获得和CDMA系统相似的频率分集增益，如图4-7所示。第11页/共99页第十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址

6、技术在图4-8中，系统被分为三个频带，根据三个频带各自的平均SINR，可分别采用MCS 2、MCS 3和MCS 1，这样就可以更好地适应信道的频率选择性，获得更佳的AMC性能。第12页/共99页第十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术（5）实现MIMO技术较简单MIMO技术的关键是有效避免天线之间的干扰（IAI），以区分多个并行数据流。第13页/共99页第十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术3OFDM系统的设计系统的设计（1）PAPR问题当独立调制的很多子载波连贯在一起使用时，OFDM符号就有非常高的峰均比（PAPR），当N个具有相同相位的信号叠加在一起时，峰值功率是

7、平均功率的N倍。（2）时间和频率同步OFDM调制的另一个主要缺点是受同步误差的影响较大，尤其是对载波频率同步误差很敏感。（3）多小区多址和干扰抑制OFDM系统虽然保证了小区内用户间的正交性，但无法实现自然的小区间多址（CDMA则很容易实现）。第14页/共99页第十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行多址技术4LTE对对OFDM技术的选择技术的选择CP-OFDMA是熟知的传输技术，LTE直接采用经典的CP-OFDMA发射机结构，并没有做任何修改，只是明确了OFDMA子载波映射方式。映射方式如图4-9所示，位于频谱中央的子载波（称为直流子载波，DC子载波）留空不用，然后将N（N应为偶数）个子载

8、波分别映射到高、低部分频谱。第15页/共99页第十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术1PAPR和立方量度（和立方量度（Cubic Metric，CM）问题）问题在图4-10所示的示例中，OFDM系统相对CDMA系统需要4dB的额外回退，从而造成功放功率效率有14%的额外下降。第16页/共99页第十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术2单载波频分多址（单载波频分多址（SC-FDMA）技术）技术在LTE中定义的单载波传输是指其时域信号包络符合单载波特性，从而可以获得较低的PAPR/CM。但在频域上，仍可以通过集中式（Localized）或分布式（Distributed）两

9、种方式实现，如图4-11和图4-12所示。第17页/共99页第十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术3DFT扩展扩展OFDM（DFT-S-OFDM）技术）技术如图4-13所示，将每个用户所使用的子载波进行DFT处理，由时域转换到频域，然后将各用户的频域信号输入IFFT模块，这样各用户的信号又一起被转换到时域并发送。第18页/共99页第十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术4SC-FDMA技术的深入研究技术的深入研究在确定采用SC-FDMA技术作为上行多址技术后，还要确定以下两个基本问题。（1）是采用频域（Frequency-domain）实现，还是采用时域（Time-d

10、omain）实现。（2）是采用集中式还是采用分布式单载波传输。第19页/共99页第十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术问题一：单载波信号的生成方式选择（1）时域信号产生集中式单载波信号的时域生成过程如图4-14所示，分布式单载波信号的时域生成过程如图4-15所示。第20页/共99页第二十页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术（2）频域信号产生SC-FDMA信号的频域生成方法也就是DFT-S-OFDM技术，其发射机结构如图4-16所示。第21页/共99页第二十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术（3）时域方法和频域方法的选择时域方法和频域方法都可以生成相似的单载

11、波信号，可以实现基本相似的PAPR/CM性能，时域方法的PAPR/CM比频域方法略低，如图4-17所示。第22页/共99页第二十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术问题二：集中式映射与分布式映射的选择（1）DFT-S-OFDM子载波映射假设需要在相邻的DFT频域采样之间输入L-1个0。当L=1时，即将DFT频域采样映射到连续的子载波上时，系统产生集中式SC-FDMA信号，此时系统会在DFT频域采样没有占用的高端和低端子载波上填0，如图4-18所示。第23页/共99页第二十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术当L1时，即将DFT频域采样映射到离散的子载波上时，系统产生分布

12、式SC-FDMA信号，此时系统会在相邻DFT频域采样之间填L-1个0，如图4-19所示。第24页/共99页第二十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行多址技术（2）DFT-S-OFDM信号在RF频域的物理映射图4-20显示了一个DFT-S-OFDM符号在系统射频带宽内的分布。第25页/共99页第二十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.3 MIMO技术下行MIMO技术MIMO技术原理示意如图4-21所示。第26页/共99页第二十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术传输分集原理如图4-22所示。第27页/共99页第二十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术空间复

13、用原理如图4-23所示。第28页/共99页第二十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术如图4-24所示的典型的信道容量曲线，在低信噪比区域的斜率比较大，应用传输分集技术和波束赋形技术可以有效地提高接收信号的信噪比，从而提高传输速率或者覆盖范围。第29页/共99页第二十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术1空时空时/频编码频编码对于2天线传输来说，最著名的空时/频块码方式是Alamouti编码，其编码矩阵为：第30页/共99页第三十页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术一个映射样式的示例如图4-25所示。第31页/共99页第三十一页，编辑于星期六：五点

14、四十六分。下行MIMO技术LTE目前支持采用SFBC的传输分集技术，具体如图4-26所示。第32页/共99页第三十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术2循环延时分集循环延时分集循环延时分集技术是针对OFDM系统来说的，在每个天线插入循环前缀（CP）之前，将同一个OFDM符号分别循环移位多个不同样点，然后每个天线根据各自对应的循环移位之后的版本，分别加入各自的CP，如图4-27所示。第33页/共99页第三十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术CDD的一个显著特点是可以很方便地向多根天线传输进行扩展。另外，CDD还通常与空时/频编码结合起来，支持4天线情况下的分集传

15、输，如图4-28所示。第34页/共99页第三十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术3天线切换分集图4-29和图4-30所示是2天线情况下的TSTD和FSTD示意图。第35页/共99页第三十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术TSTD和FSTD也可以写成编码矩阵的形式，即另外，FSTD也可以很方便地与SFBC结合起来，支持4发送天线情况下的传输分集技术。其编码矩阵为：第36页/共99页第三十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术4空间复用传输空间复用传输图4-31所示的信道编码和串并变换（层映射）的流程，其中Q=1时表示单码字的空间复用传输，Q 1时

16、表示多码字的空间复用传输。第37页/共99页第三十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术L为空间复用传输的层数目，LTE系统支持的最大层数目为L=4（当传输天线数目为4，且空间信道秩为4时），而LTE支持的最大码字数目则为Q=2，即码字和层存在一对多的映射关系。具体映射关系如表4-1所示。层数目（L）码字数目（Q）映射关系11第1码字第1层22第1码字第1层;第2码字第2层32第1码字第1层;第2码字第2层和第3层42第1码字第1层和第2层;第2码字第3层和第4层第38页/共99页第三十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术5下行预编码线性预编码操作可以按其预编码矩

17、阵的获得位置划分为两大类预编码方式：非码本的预编码操作和基于码本的预编码操作，即non-codebook based pre-coding和codebook based pre-coding。两者具有不同的处理流程，如图4-32和图4-33所示。第39页/共99页第三十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术（1）非码本的预编码方式在非码本的预编码方式中，预编码矩阵在发射端获得。（2）基于码本的预编码方式在基于码本的预编码方式中，预编码矩阵在接收端获得。针对两根发送天线的情况，3GPP已经确定其线性预编码矩阵的码本如表4-2所示。第40页/共99页第四十页，编辑于星期六：五点 四十

18、六分。下行MIMO技术从预定的预编码矩阵码本中选择预编码矩阵可以依据如下两种方式。基于性能指标的选择（Metric-based Selection）。基于量化的选择（Quantization-based Selection）。发射端可以采用如下几种方式告知接收端当前所使用的预编码矩阵。通过控制信令的方式。通过专用导频进行验证。即发射端在发送公共导频的同时，还发送专用导频用于预编码矩阵的验证，如图4-34所示。通过专用导频进行信道估计。第41页/共99页第四十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术6下行波束赋形下行波束赋形在进行波束赋形时，可以不利用终端来反馈所需信息，来波方向和路

19、损信息可以在基站侧通过测量上行接收信号获得，并且不要求上行使用多根天线进行数据发送，如图4-35所示。第42页/共99页第四十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术波束赋形和预编码的具体区别见表4-3。项目基本码本的预编码波束赋形天线间距需要大天线间距一般用小天线间距（如半波长）终端反馈的天线权值信息需要，且反馈所需要的比特数基本上与基站天线数目成正比不需要跟踪快衰落的能力由于反馈时延导致其跟踪能力不好好，因为天线权值仅需要跟踪来波方向和平均路损信息每根天线上彼此正交的公共导频需要，正交公共导频的开销随着传输天线数目的增加而增加不需要，每一个小区/扇区使用一个导频就足够了专用导频

20、不需要需要射频校准不是必需的需要第43页/共99页第四十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术波束赋形除了可以进行单流的数据传输之外，还可以支持多流的数据传输和空分多址（Space Division Multiple Access，SDMA）。图4-36、图4-37和图4-38所示是波束赋形的3种情况。第44页/共99页第四十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术7用于下行用于下行MIMO传输的终端反馈传输的终端反馈（1）直接信道反馈直接信道反馈是将终端估计出的下行信道矩阵，通过某种方式构建出直接信道反馈（Direct Channel Feedback，DCFB）波

21、形，并反馈给基站，基站再通过某种方式恢复出下行信道矩阵的方法。如图4-39所示，终端天线2与基站天线1的DCFB波形F1-2，从子载波2开始，在每6个子载波上由终端天线1上发送；终端天线2与基站天线2的DCFB波形F2-2，从子载波3开始，在每6个子载波上由终端天线1上发送，以此类推。第45页/共99页第四十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术（2）终端辅助的探测反馈终端辅助的探测反馈是一种预编码矩阵或者赋形权值反馈技术，可以解决终端传输链少于接收天线数目情况下的信道状态信息获得问题，既适用于TDD模式，也适用于FDD模式。（3）差分反馈差分反馈适用于空间信道变化比较缓慢的情况

22、，一种信道差分反馈形式是反馈空间信道的相关矩阵。假如在设计预编码矩阵码本的时候考虑到将高度相关的预编码矩阵放置在一起，然后再进行编号，在进行预编码矩阵反馈时就不需要直接反馈预编码矩阵的序号，而是反馈与相邻物理资源块所使用的预编码矩阵序号的差就可以了，从而可以节省反馈开销，如图4-40所示。第46页/共99页第四十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术（4）天线切换探测技术如图4-41所示，将一个子帧划分为两部分，每一部分交替地从不同的天线上传输。假设从第一个短块上估计得到终端第一根天线对应的信道冲激响应为h1。第47页/共99页第四十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIM

23、O技术8下行多用户下行多用户MIMO当基站将占用相同时频资源的多个数据流发送给同一个用户时，即为单用户MIMO（Single-User MIMO，SU-MIMO），或者叫做空分复用（Space Division Multiplexing，SDM），如图4-42所示；当基站将占用相同时频资源的多个数据流发送给不同的用户时，即为多用户MIMO（Mulitple-User MIMO，MU-MIMO），或者叫做空分多址（SDMA），如图4-43所示。第48页/共99页第四十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。下行MIMO技术9E-MBMS中的中的MIMO技术技术针对广播业务中的MIMO技术，需要注意以

24、下两点。（1）在E-MBMS中，将存在一个或者和多个正在传输的基站和多个接收终端。（2）从终端反馈信令或许是不可行的。第49页/共99页第四十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行MIMO技术1上行传输天线选择上行传输天线选择图4-44给出了终端应用发送天线选择（Transmit Antenna Selection，TAS）方案的框图。第50页/共99页第五十页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行MIMO技术（1）FDD天线选择技术 开环天线选择方案。开环方案即UMTS系统中的时间切换传输分集方案（TSTD），如图4-45所示。第51页/共99页第五十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行

25、MIMO技术 闭环天线选择方案。闭环方案有以下几个特点：需要传输用于天线选择的参考符号；需要在下行方向发送指示天线选择信息的反馈比特；相对于开环方案，闭环方案可以获得更大的分集增益，这是因为对于每一个数据符号块可以选择最优的传输天线来跟踪信道的变化；适用于共享信道，在这种情况下，必须从两根天线上交替地发送用于天线选择的参考信号，以及对应的天线序号，如图4-46所示。第52页/共99页第五十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行MIMO技术（2）TDD天线选择技术对于TDD模式，可以利用上行与下行信道之间的对称性。第53页/共99页第五十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行MIMO技术2上

26、行多用户上行多用户MIMO图4-47为传统的MIMO系统，即单用户MIMO（SU-MIMO），图4-48为多用户MIMO（MU-MIMO）。第54页/共99页第五十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。上行MIMO技术上述MU-MIMO是假设终端只存在一根天线，当终端存在两根或者更多根天线时，可以将MU-MIMO与传输天线选择结合起来使用，如图4-49所示。第55页/共99页第五十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.4 调制技术的调制方式的调制方式1下行增强调制技术下行增强调制技术举个例子，可以按传统QPSK方式传送“基本数据流”，再在“大QPSK星座点”内部调制另一个“小QPSK星座”，用

27、来传送“增强数据流”。这就形成了学术界所谓的“星座交叠”的概念，如图4-50所示。第56页/共99页第五十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。的调制方式2上行增强调制技术上行增强调制技术相对下行的分级调制技术，LTE对上行增强调制技术进行了更详尽的研究，包括上行低PAPR/CM调制和64QAM调制技术的取舍。虽然上行已经采用了DFT-S-OFDM技术获得较低的PAPR/CM，但相对时域生成的SC-FDMA技术，仍然具有稍高的PAPR/CM。第57页/共99页第五十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。与QPSK调制在BPSK方式中，需要通过调制产生二进制信号0和1。载波相位被用来表示二进制1和0

28、。系统要求在接收机上有精确和稳定的参考相位来分辨所使用的各种相位。利用参考相位恢复发送端的发送信号。例如，二进制序列“10110”采用BPSK调制后的载波如图4-51所示。第58页/共99页第五十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。与QPSK调制当传输数字信号时，“1”码控制发送0度相位，“0”码控制发送180度相位，BPSK调制星座如图4-52所示。第59页/共99页第五十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。与QPSK调制在这种调制技术中，载波相位只有0和两种取值，分别对应于调制信号的“0”和“1”。传“1”信号时，发起始相位为0的载波；当传“0”信号时，发起始相位为的载波。由“0”和“1”

29、表示的二进制调制信号通过电平转换后，变成由“1”和“1”表示的双极性NRZ（不归零）信号，然后与载波相乘，即可形成BPSK信号，移动通信中所使用的BPSK调制电路原理如图4-53所示。第60页/共99页第六十页，编辑于星期六：五点 四十六分。与QPSK调制QPSK中每次调制可传输2个信息比特，这些信息比特是通过载波的四种相位来传递的。例如，二进制序列“10110100”采用QPSK调制后的载波如图4-54所示。第61页/共99页第六十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。与QPSK调制QPSK信号也可以用矢量图表示，解调器根据星座图及接收到的载波信号的相位来判断发送端发送的信息比特，BPSK调制

30、星座如图4-55所示。第62页/共99页第六十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。与QPSK调制输入的串行二进制信息序列经串并变换后分成两路速率减半的序列，由电平转换器分别产生双极性二电平信号I(t)和Q(t)，然后对载波Acos2fct和Asin2fct进行调制，相加后即可得到QPSK信号。移动通信中所使用的QPSK调制电路原理如图4-56所示。第63页/共99页第六十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。与64QAM调制常见的QAM形式有16QAM、64QAM、256QAM等，如图4-57所示为64QAM调制星座图。第64页/共99页第六十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。与64QAM调制

31、如图4-58所示，QAM调制器的原理是作为调制信号的输入二进制数据流经过串并变换后变成多路并行数据流。第65页/共99页第六十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。与64QAM调制根据多进制码元与二进制码元之间的关系，经m/2转换，可将电平信号m转换为二进制基带信号 和，原理如图4-59所示。第66页/共99页第六十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.5 信道编码技术的信道编码的信道编码3GPP充分考虑了和信道编码相关的各种因素。（1）BLER（误块率）性能不下降；（2）复杂度的增加控制在可以接受的水平；（3）编码具有分段灵活性，支持存储器的无冲突访问和并行译码；（4）良好的扩展性（支持高阶

32、MIMO操作）；（5）支持优化的IR（增量冗余）HARQ操作等。第67页/共99页第六十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。卷积与Turbo编码图4-60为目前UMTS系统所使用的卷积编码原理图，在进行卷积编码之前信息码流的二进制符号相互之间不具有相关性。第68页/共99页第六十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。卷积与Turbo编码图4-61为UMTS系统所使用的Turbo码编码原理图，从图中可以看出，Turbo码编码实际是将两个卷积编码电路并联后采用相同的原始信息输入，只是其中一路的原始输入经过了一个Turbo交织器的交织使得原始信息的排列顺序发生变化，时间有所延迟。第69页/共99页第六

33、十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。交织与Turbo内交织图4-62为交织编码过程的示意图。由于交织在编码和解码过程中都有一个读入与读出寄存器的过程，因此会对信号传输带来时间上的延迟，此即为交织编码的延迟，这个延迟的量又与交织编码矩阵的大小有关，这个量称为交织深度。第70页/共99页第七十页，编辑于星期六：五点 四十六分。编码块分段当待编码的传输块（Transport Block，TB）较大时，为了控制编译码器的复杂度，需要将一个大传输块分割为若干长度较小的码块（Code Block，CB），每个码块独立进行编译码。第71页/共99页第七十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。速率匹配与冗余版

34、本控制1Turbro码的速率匹配与冗余版本码的速率匹配与冗余版本速率匹配由子块交织（sub-block interleaver）、比特收集（bit collection）和比特选择与修剪（bit selection and pruning）3个步骤构成，如图4-63所示。第72页/共99页第七十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。速率匹配与冗余版本控制（1）子块交织器对Turbo码的3个比特流1个信息比特流（Information bit）和2个校验比特（Parity bit）流中的比特排序进行调整，改进Turbo码打孔（Puncture）后的性能。（2）比特收集对交织后的3个比特流按序排列，

35、寄存在1个虚拟循环缓存（Virtual Circular Buffer）中。（3）比特选择与修剪从虚拟缓存中循环读取指定数量的比特，完成速率匹配。第73页/共99页第七十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。速率匹配与冗余版本控制2卷积码速率匹配卷积码速率匹配卷积码和Turbo码的速率匹配结构基本相同，如图4-64所示，由子块交织、比特收集、虚拟循环缓存3个部分组成；各个部分的功能和Turbo码相同，只是在实现方法上稍有不同。第74页/共99页第七十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。循环冗余校验（CRC）1CRC排列顺序排列顺序添加的CRC比特可以采用顺序排列或逆序排列。UTRA系统中采用的是

36、逆序排列，但在LTE研究中，发现采用CRC逆序排列并不会带来额外的性能增益，却会增加系统处理的复杂度。2CRC处理方式处理方式当对较长的传输块进行分段时，需要考虑CRC处理的位置。一种选择是先对整个TB进行CRC处理，然后再进行分段处理，如图4-65所示；另一种选择是先进行编码块分段处理，然后再对每个CB分别添加CRC比特，如图4-66所示；另外还可以同时采用TB CRC处理和CB CRC处理。第75页/共99页第七十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。循环冗余校验（CRC）在传统TB CRC处理的基础上，在每个CB上分别添加CRC校验信息可以降低译码复杂度，减小所需的译码延时及缓存器大小，从

37、而提高接收机管道传送（Pipelining）处理能力，以支持LTE系统的高速率传输，并可以加快接收机的处理速度，实现快速HARQ。因此，最后确定采用如图4-67所示的同时采用TB CRC和CB CRC处理的方法。第76页/共99页第七十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。循环冗余校验（CRC）CRC处理过程可以表述为：先在TB上添加24bit CRC，然后如果进行码块分段（当传输块长于6144bit时），再在每个CB上添加24bit CRC，如图4-68所示。第77页/共99页第七十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.6 小区间干扰抑制技术较大的复用系数（3或7）可以有效地抑制ICI，但频

38、谱效率将减低到1/3或I/7。一个典型的频率复用系数为3的频率规划如图4-69所示。第78页/共99页第七十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.6 小区间干扰抑制技术如图4-70所示，普通的扇区天线形成的波束是覆盖整个扇区的，因此必定会和相邻小区的扇区波束重叠，从而造成小区间干扰。而如图4-71所示，波束赋形天线的波束是指向UE的窄波束，因此只有在相邻小区的波束发生碰撞时才会造成小区间干扰，在波束交错的时候就可以有效地回避小区间干扰。第79页/共99页第七十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰随机化技术1小区特定的加扰（小区特定的加扰（Scrambling）这种技术是对各小区的信

39、号在信道编码和信道交织后采用不同的伪随机扰码进行加扰，如图4-72所示，以获得干扰白化效果。第80页/共99页第八十页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰随机化技术2小区特定的交织（小区特定的交织（Interleaving）这种技术也称为交织多址（Interleaved Division Multiple Access，IDMA），就是对各小区的信号在信道编码后采用不同的交织图案进行信道交织，如图4-73所示，以获得干扰白化效果。第81页/共99页第八十一页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰随机化技术对于干扰随机化来说，小区加扰和IDMA取得的性能是相似的。此外，还可以考虑在不同

40、小区采用不同的跳频图案进行跳频以取得干扰随机化效果，如图4-74所示。第82页/共99页第八十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰消除技术2基于干扰重构基于干扰重构/减去的干扰消除技术减去的干扰消除技术（1）资源分配方面的限制有三种资源块分配的情况。第一种情况下，干扰小区中的一个编码块和被干扰小区的一个编码块正好重叠，如图4-75所示，此时ICI干扰消除是简单的“双用户检测”。第83页/共99页第八十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰消除技术在第二种情况下，被干扰小区中的一个编码块和干扰小区的两个编码块重叠，如图4-76所示，此时虽然仍可以进行ICI干扰消除，但必须要进行

41、相对复杂的“三用户检测”。第84页/共99页第八十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰消除技术在第三种情况下，被干扰小区中的一个编码块只对应于干扰小区的一个不完全的编码块，此时由于干扰信号无法被正确解码，因此无法采用ICI消除，如图4-77所示。第85页/共99页第八十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰消除技术（2）信号格式获得方面的限制由于迭代干扰消除需要完整的解调/解码干扰信号，这就要求接收机获得干扰信号的完全信息，包括信道信息、资源调度信息和信号格式。（3）对小区间同步的要求迭代干扰消除需要本小区和干扰小区的接收信号保持符号级同步和时隙级同步（Inter-eNode

42、 B Synchronization）。（4）接收机复杂度随着迭代次数的增加，接收机的处理复杂度和时间复杂度可能成倍增加，可能提高终端的成本，并带来额外的处理延迟。（5）交织器设计IDMA需要采用伪随机生成方法生成交织器，以满足对多个信道交织器的需求。第86页/共99页第八十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰协调技术1软频率复用软频率复用如图4-78所示，可以将整个系统的频率资源分为三段，小区1的边缘只使用第一段频率，小区2、4、6的边缘只使用第二段频率，小区3、5、7的边缘只使用第三段频率。第87页/共99页第八十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。小区间干扰协调技术2部分功率控

43、制部分功率控制能够取得与软频率复用类似的干扰协调效果的方法是“部分功率控制”，即如果一个小区使用和相邻小区不同的频率资源，可以采用全功率发射（即完全功控）；如果一个小区使用了和相邻小区重叠的频率资源，则必须限制发射功率（即部分功控）。3干扰协调的测量和上报频率干扰协调的测量和上报频率关于下行干扰协调中的UE测量和上报，可能有如下3种选择。（1）不做额外的测量和上报，只依赖已有的CQI上报机制（用于频域调度和链路自适应）。（2）进行UE测量，并向本小区和相邻小区上报平均路损（包括阴影效应）。上报周期为100ms左右。（3）除了测量、上报平均路损外，还测量/上报平均干扰情况。上报周期为100ms左

44、右。第88页/共99页第八十八页，编辑于星期六：五点 四十六分。中的干扰协调技术因为干扰eNode B针对小区中心UE的发射功率小，干扰也较小，如图4-79所示。第89页/共99页第八十九页，编辑于星期六：五点 四十六分。中的干扰协调技术针对小区边缘UE的发射功率大，干扰也较大，如图4-80所示。第90页/共99页第九十页，编辑于星期六：五点 四十六分。中的干扰协调技术如图4-81所示，即使一个频带分配给了一个小区中心UE，eNode B在这个频带内的发射功率与将这个频带调度给小区边缘UE时是一样的，相应产生的对相邻小区受干扰UE的下行干扰也是一样的。第91页/共99页第九十一页，编辑于星期六

45、：五点 四十六分。基于Hll和OI的上行ICIC技术上行干扰模型如图4-82所示。第92页/共99页第九十二页，编辑于星期六：五点 四十六分。基于Hll和OI的上行ICIC技术1HII和和OI的传送频率的传送频率HII和OI传送的频率应足以进行有效的干扰协调。另一方面，由于X2接口的信息传送速率和传送延迟的限制，HII和OI又不可能以很高的速率传送。根据RAN3的研究，X2接口的控制面最大传输延迟大约在20ms量级，典型的平均传输延迟在10ms左右。2HII和和OI是否应该具有频率选择性是否应该具有频率选择性是否应对不同的物理资源块（PRB）传送不同的HII和OI。如果HII和OI是频率选择性

46、的，收到HII和OI的eNode B就可以有效地分辨该小区内哪些UE对相邻小区造成了干扰，从而有针对性地对这些UE进行重新调度，以避免干扰。第93页/共99页第九十三页，编辑于星期六：五点 四十六分。基于Hll和OI的上行ICIC技术3发送发送HII的干扰门限的干扰门限HII发送的门限是另一个需要确定的参数。如果门限定得过高，则干扰协调难以取得满意的效果；如果门限过低，则会导致过于频繁地发送HII，给X2接口和各eNode B的协调操作带来过重的负担。4OI应该用绝对值还是相对值来表示应该用绝对值还是相对值来表示如图4-83所示，UE1由eNB1服务，UE2由eNB3服务，UE1和UE2 工作

47、在相同频带。第94页/共99页第九十四页，编辑于星期六：五点 四十六分。基于Hll和OI的上行ICIC技术5HII和和OI应该用几个比特来表示应该用几个比特来表示每个频带内的OI可以由单个或多个比特构成。如果由单个比特构成，OI则只能表示在频带内是否出现了过载（即是否受到干扰），却无法表示过载的程度（即受到多大的干扰），也就无法帮助收到OI的eNode B做出判断，不知是应该小幅调低该频带内的UE的发射功率，还是干脆将这个频带中的UE调度到其他频带。6HlI和和OI应该周期性传送还是采用应该周期性传送还是采用“事件触发事件触发”的方式传送的方式传送由于需要针对每个PRB传送HII和OI，每次传

48、送的信令开销可能是相当大的。例如，如果要采用2bit的多级RoT（覆盖32dB范围，粒度为1dB）构成OI，对20MHz带宽的系统每个时刻需要在X2接口传送200bit的OI信息。第95页/共99页第九十五页，编辑于星期六：五点 四十六分。基于Hll和OI的上行ICIC技术7是否应对不同的相邻小区发送不同的是否应对不同的相邻小区发送不同的HII由于本小区和不同的相邻小区在某一个PRB上的干扰可能很不相同（一个终端可能临近与小区A的边界，但与小区B的边界距离尚远），因此需要对不同的相邻小区发送不同的HII，收到HII的小区应能够判断该HII是否是发给自己的。8OI如何测量如何测量经过研究，确定O

49、I是eNode B从其标准的“噪声+干扰”测量值导出的，需要增加一种新的RSPR测量的触发机制，以实现这种测量。第96页/共99页第九十六页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.7 多媒体广播和多播（MBMS）业务1MBMS信号和单播信号的复用信号和单播信号的复用当单播和MBMS数据在混合的载波内传输时，可以考虑采用FDM复用或TDM复用方式。TDM方式即将一个无线帧中某些子帧专门用于MBMS传输，FDM即将某些频域资源用于 MBMS传输，而将其他频域资源用于单播传输。2MBSFN传输技术优化传输技术优化可以考虑采用某些增强的传输技术，实现MBSFN系统的性能优化。另外一个需要考虑的问题是MBS

50、FN区域和非MBSFN区域之间的干扰问题。第97页/共99页第九十七页，编辑于星期六：五点 四十六分。4.7 多媒体广播和多播（MBMS）业务3MBMS数据和控制信令的复用数据和控制信令的复用无论一个子帧是否是MBSFN子帧，该子帧可能始终需要传送下行控制信令，因此在一个MBSFN子帧内还要复用MBMS数据和下行控制信道。4MBMS的参数设计的参数设计由于MBMS信号的传输特点，如基本用于低速移动场景并需要支持SFN合并，因此可以考虑对参数进行优化，如采用7.5kHz的子载波间隔和扩展CP。5MBMS参考信号（参考信号（RS）的设计）的设计由于MBSFN的传输特点，如由于SFN合并的频率选择性