逻辑门电路恢复.pptx

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1、（2-1）100VVcc在数字电路中，对电压值为多少并不重要，只要能判断高低电平即可。K开-VO输出高电平，对应“1”。K合-VO输出低电平，对应“0”。VOKVccRVV第1页/共124页（2-2）门(电子开关)满足一定条件时，电路允 许信号通过 开关接通。开门状态：关门状态：条件不满足时，信号通不过 开关断开。第2页/共124页（2-3）开关作用二极管反向截止：开关接通开关断开三极管（C,E)饱和区：截止区：开关接通CEB开关断开 正向导通：CEB第3页/共124页（2-4）3.2半导体二极管门电路二极管的开关特性 1.二极管开关原理 由于半导体二极管具有单向导电性，即外加正向电压时导通，

2、外加反向电压时截止，所以它相当于一个受外加电压极性控制的开关。DRVCCvivo+-二极管开关电路0tv二极管伏安特性二极管伏安特性方程：i=Is（eV/VT-1）第4页/共124页（2-5）2.二极管的近似伏安特性和对应的等效电路 由二极管伏安特性方程和曲线可以看出，半导体二极管反向电阻不是无穷大，正向电阻也不是0。而且，电压和电流之间是非线性关系。此外，由于存在着PN结表面的漏电阻以及半导体的体电阻，所以真正的二极管的伏安特性与上面给出的还略有差别。因此，在分析二极管组成的电路时，通常需要通过近似的分析来判断二极管的开关状态。为此，必须利用近似的简化特性或电路模型，以简化分析和计算过程。第

3、5页/共124页（2-6）图图二极管伏安特性的几种近似方法二极管伏安特性的几种近似方法a.当外加电源电压和电阻相对二极管的导通电压和正向电阻均在同一数量级时的等效。b.当正向电压不能忽略时的等效c.当正向电压和导通电阻均可忽略时的等效第6页/共124页（2-7）图图二极管的动态电流波形二极管的动态电流波形3.二极管的开关时间：加于二极管上的电压波形二极管上产生的相应电流波形二极管由截止到饱和二极管由饱和到截止第7页/共124页（2-8）二极管与门电路 FD1D2AB+12V逻辑变量逻辑函数(uD=0.3V )第8页/共124页（2-9）0 0 00 1 0 A B F1 0 01 1 1逻辑式

4、：F=A B逻辑符号：&ABF第9页/共124页（2-10）二极管或门FD1D2AB-12V第10页/共124页（2-11）0 0 00 1 1 A B F1 0 11 1 1逻辑式：F=A+B逻辑符号：ABF第11页/共124页（2-12）3.5 TTL门电路（P109）数字集成电路：在一块半导体基片上制作出一个完整的逻辑电路所需要的全部元件和连线。使用时接：电源、输入和输出。数字集成电路具有体积小、可靠性高、速度快、而且价格便宜的特点。TTL型电路：输入和输出端结构都采用了半导体晶体管，称之为:Transistor Transistor Logic。第12页/共124页（2-13）uFt0

5、.3VtruAt-VB1+VB2R1R2AF+ucc+ucc双极型三极管的开关特性（P109）iCttdtftsIcs0.9Ics三极管截止饱和基极临界饱和电流 IBS=Vcc/Rc集电极饱和电流Ics=Vcc/Rc一、三极管的开关特性第13页/共124页（2-14）R1DR2AF+12V+3V二、三极管反相器钳位二极管第14页/共124页（2-15）逻辑式：逻辑符号：1AF第15页/共124页（2-16）R1DR2F+12V+3V三极管非门D1D2AB+12V二极管与门三、二极管、三极管电路与非门逻辑式：&ABF逻辑符号：第16页/共124页（2-17）与非门的电路结构和工作原理一、结构TT

6、L与非门的内部结构+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABC3603k750100第17页/共124页（2-18）输入级输出级中间级+5VABCR1T1R2T2R3FR4R5T3T4T5T1 多发射极晶体管：实现“与”运算。第18页/共124页（2-19）+5VABCR1T1R2T2R3FR4R5T3T4T5“非”复合管形式与非门输出级“与”第19页/共124页（2-20）1.任一输入为低电平（0.3V）时“0”0.7V不足以让T2、T5导通+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABC3603k750100三个PN结导通需2.1V第20页/共124

7、页（2-21）+5VFR4R2R13kR5R3T3T4T1T5b1c1ABC0.7V“0”uouo=5-uR2-ube3-ube43.4V 高电平！逻辑关系：任0则1。第21页/共124页（2-22）+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABC“1”全导通电位被钳在2.1V全反偏1V截止2.输入全为高电平（3.4V）时第22页/共124页（2-23）+5VFR2R13kT2R3T1T5b1c1ABC全反偏“1”饱和uF=0.3V输入、输出的逻辑关系式：逻辑关系：全1则0。第23页/共124页（2-24）二、电压传输特性测试电路&+5Vuiuo第24页/共124页（2-25

8、）uo(V)ui(V)123UOH(3.4V)UOL(0.3V)传输特性曲线uo(V)ui(V)123UOH“1”UOL(0.3V)阈值UT=1.4V理想的传输特性输出高电平输出低电平UOH（min）（2.4V）UIL（max），（2V）UOL（max）UIH（min）VNLVNHUOL(max)UOH(min)第25页/共124页（2-26）1.输出高电平UOH、输出低电平UOL UOH2.4V UOL 0.4V 便认为合格。典型值UOH=3.4V UOL=0.3V。2.阈值电压UTuiUT时，认为ui是高电平。UT=1.4V第26页/共124页（2-27）三、输入端的噪声容限从电压传输特性

9、上可以看到，当输入信号偏离正常的低电平（0.3V）而升高时，输出的高电平并不立刻改变；同样，当输入高电平偏离正常值（3.4V）而下降时，输出低电平也不会马上改变。因此，允许的高低电平信号各有一个波动范围。输入端噪声容限：在保证输出高、低电平基本不变的条件下，输入电平的允许波动范围。在由许多门电路互相连接组成的数字系统中，往往前一级门电路的输出就是后一级门电路的输入。所以输入端的噪声容限可用下图示意。第27页/共124页（2-28）图输入端噪声容限示意图输入端噪声容限示意图中先确定工作门输出高电平的最小值VOH（min）（TTL为2.4V），最大输出低电平VOL（max）（TTL为0.4V）。然

10、后可根据VOH（min）从电压传输特性上定出输入低电平的上限VIL（max），并根据VOL（max）定出输入高电平的下限VIH（min）。输入高电平噪声容限：VNH=VOH（min）-VIH（min）输入低电平噪声容限：VNL=VIL（max）-VOL（max）74系列门的标准参数：VOH（min）=2.4 V，VOL（max）=0.4V，VIH（min）=2V，VIL（max）=0.8V，故可得VNH=0.4V，VNL=0.4V。第28页/共124页（2-29）图图反相器的反相器的输入端输入端等效电等效电路路图图反相器的反相器的输入特性输入特性反相器的输入、输出特性（P119）一、输入特性第

11、29页/共124页（2-30）图图反相器高电平输出特性反相器高电平输出特性图图反相器高电平输出反相器高电平输出等效电路等效电路二、输出特性1.高电平输出特性vOH(MIN)第30页/共124页（2-31）图图反相器低电平输出反相器低电平输出等效电路等效电路图图反相器低电平输出特性反相器低电平输出特性162.低电平输出特性第31页/共124页（2-32）有关电流的技术参数第32页/共124页（2-33）T1T1T1+5VR2R13kT2R3T1T5b1c1前级IOLIiL1IiL2IiL3 扇出系数扇出系数：与非门电路输出能驱动同类门的个数N。第33页/共124页（2-34）例在图所示的电路中，

12、试计算门G1最多可以驱动多少个同样的门电路负载。这些门电路的输入特性和输出特性分别由图、图和图给出。要求G1输出的高、低电平满足V OH3.2V，VOL0.2V。图图 例例 的电路的电路解：先计算保证VOL0.2V时可以驱动的电路数目N1由图查到，VOL=0.2V时的负载电流iL=16mA；由图查到VOL=0.2V时每个负载门的输入电流iIL=-1mA，所以有N1iIL iL第34页/共124页（2-35）计算保证VOH3.2V时能驱动的负载门数目N2。由图高电平输出特性上查到，VOH=3.2V时，对应的iL为-7.5mA。但手册上规定（TTL的）IOH0.4mA，故应取0.4mA计算。又由图

13、输入特性可知，每个输入端的高电平输入电流IIH=40A，故可得：N2IIH IL 综合以上两种情况可得出结论：在给定条件下，TTL（74）系列门电路最多可以驱动10个同类门。（产品规定8个）第35页/共124页（2-36）3.输入端的负载特性图图反相器反相器输入端经电阻接地输入端经电阻接地 时的等效电路时的等效电路图图反相器反相器输入端负载特性输入端负载特性在具体使用门电路时，有时需要在输入端与地之间或者输入端与信号的低电平之间接入电阻RP，如图所示。第36页/共124页（2-37）RPRRPVRPRRP1.4V=be=-1113.4)5(由图可知，因为输入电流流过RP上产生压降而形成输入电位

14、Vi。而且，RP越大Vi也越高。实际测量结果如图所示。曲线表明，当电阻RP较小时，输入电压Vi基本上呈线性增长，而当RP大到使Vi接近1.4V后基本不再随RP变化。这是因为Vi接近1.4V后，T1基极电位已接近2.1V，它足以使门电路的T2和T5导通，并将T1基极电位钳位。RP的临界值可计算如下：RP=1.4K（R1=3K）为安全起见，如要求输入等效为低电平时，对TTL门电路应使RP小于1 K；如要求输入等效为高电平时，对TTL门电路应使RP大于2K。第37页/共124页（2-38）例在图所示的电路中，为保证门G1输出的高、低电平能正确地传送到门G2的输入端，要求vo1=VOH时vI2VIH（

15、min），vO1=VOL时，vI2VIL（max），试计算RP的最大允许值是多少？已知G1和G2均为74系列反相器，VCC=5V，VOH=3.4V，VOL=0.2V，VIH（min）=2.0V，VIL（max）=0.8V。G1和G2的输入特性和输出特性见图和图、图。图例图例的电路的电路当vo1=VOH时，接入RP后应保证有vI2VIH（min），所以可得VOH-IIH RPVIH（min）从图输入特性曲线上查到vI =VIH（min）=2.0V时的输入电流IIH=0.04mA当vO1=VOL时，接入RP后应保证有vI2VIL（max），所以可得综合以上两种情况，应取RP 0.68K也就是说G1

16、和G2之间的串联电阻应小于680，否则当vO1=VOL时可能超过VIL（max）第38页/共124页（2-39）一、平均传输时间tui0tuo050%50%tpd1tpd2典型值：3 10 ns反相器的动态特性第39页/共124页（2-40）二、交流噪声容限对窄脉冲的噪声容限 由于TTL门电路中存在三极管的开关时间和分布电容的充放电过程，因而输入信号状态变化时必须有足够的变化幅度和作用时间才能使输出状态变化。当输入信号为窄脉冲，而且脉冲宽度接近于门电路传输时间的情况下，为使输出状态改变所需要的脉冲幅度将远大于信号为直流时所需要的信号变化幅度。（a）正脉冲噪声容限（b）负脉冲噪声容限TTL门电路

17、的传输延迟时间通常在50ns以内，所以当输入脉冲的宽度达到微妙数量级时，可将输入信号按直流信号处理。第40页/共124页（2-41）三、电源的动态尖峰电流TTL门电路在稳定状态下，输出电平不同时它从电源所取的电流也不一样。图图反相器电源电流的计算反相器电源电流的计算 （a a）v vOOV VOLOL 的情况的情况 （b b）v vOOV VOHOH的情况的情况第41页/共124页（2-42）VCC-vB1 VCC-vC2R2R1ICCL=iB1+iC2=+3.4mAVo=VOL时从电源所取电流：Vo=VOH时从电源所取电流：VCC-vB1R1ICCH=iB1=1mA 动态情况下，特别是当输出

18、电压由低电平跳变为高电平时，由于T5原来工作在深度饱和状态，所以T4的导通先于T5的截止，使T4 和T5同时导通，使电源电流出现尖峰脉冲。第42页/共124页（2-43）在Vi从高电平跳到低电平瞬间T5尚未脱离饱和导通状态而T4已饱和导通，这时电源电流的最大瞬时值可计算如下：ICCM=iC4+iB4+iB1=VCC-VCE（sat）4-vD2-VCE（sat）5R4+VCC-v BE4-vD2-VCE（sat）5R1VCC-vb1+R2=34.7mA第43页/共124页（2-44）电源尖峰电流带来的影响主要有两个方面；1、使电源的平均电流增加。而且信号的重复频率越高、门电路的传输延迟时间tPL

19、H越长，电流平均值增加越多。在计算系统电源容量时必须注意这一点。2、当系统中有许多门电路同时转换工作状态时，电源的瞬时尖峰电流数值很大，这个尖峰电流将通过电源线和地线以及电源的内阻形成一个系统内部噪声源。因此，在系统设计时应采取有效的措施将这个噪声抑制在允许的限度内。第44页/共124页（2-45）为便于计算尖峰电流的平均值，可以近似地把电源的尖峰电流视为三角波，并认为尖峰电流的持续时间等于传输延迟时间tPLH，如图所示。图图电源尖峰电流的近似波形电源尖峰电流的近似波形一个周期内尖峰脉冲的平均值为：IPAV=（ICCM-ICCL）tPLHT若用重复频率表示为：IPAV=（ICCM-ICCL）f

20、tPLH 如果每个周期中输出高、低电平的持续时间相等，在考虑电源动态尖峰电流的影响后，电源电流的平均值将为：ICCAV=1/2（ICCH+ICCL）+1/2（ftPLH（ICCM-ICCL）第45页/共124页（2-46）各种逻辑门的相互转换转换方法：采用反演定理。例：与非门可以转换成其他各种逻辑门。把与非门的输入端连接在一起，就转换成非门。显然，与非门、或非门等也很容易得到。第46页/共124页（2-47）其它类型的TTL门电路二、集电极开路的与非门（OC门）1、问题的提出标准TTL与非门进行与运算:&ABEF&CD&G1&ABEF&CDG 能否“线与”？（Open Collector)第4

21、7页/共124页（2-48）+5VR4R2T3T4T5R3TTL与非门的输出电阻很低。这时，直接线与会使电流 i 剧烈增加。i功耗T4热击穿UOL 与非门2：不允许直接“线与”与非门1 截止与非门2 导通UOHUOL与非门1：i+5VR4R2T3T4T5R3问题：TTL与非门能否直接线与？第48页/共124页（2-49）RLUCC集电极悬空+5VFR2R13kT2R3T1T5b1c1ABC&符号应用时输出端要接一上拉负载电阻 RL。2、OC门结构特点：RL 和UCC 可以外接。F=ABC&第49页/共124页（2-50）3、OC门可以实现“线与”功能。Y=Y1Y2=ABCD图图门输出并联的接法

22、及逻辑图门输出并联的接法及逻辑图第50页/共124页（2-51）图计算图计算OCOC门负载电阻最大值门负载电阻最大值的工作状态的工作状态图计算图计算OCOC门负载电阻最小值门负载电阻最小值的工作状态的工作状态第51页/共124页（2-52）负载电阻RL和电源 UCC可以根据情况选择。如何确定上拉电阻RL?RL(min)=Vcc VOL（max）IOL(max)-mIIL式中IOL（max）为驱动门能承受的最大灌电流，IiL为负载门可提供的灌电流，其值为负数，m为门的个数。考虑最坏的情况只有一个驱动门工作。RL（max）=Vcc VOH（min）nIOH+mIIH固定固定式中nIOH为所有驱动门

23、的漏电流，mIiH为所有负载门的高电平输入电流，m为输入端数。RLIRLIOL m IIL设n=8，m=6，m=12，VCC=5V，VOLmax=0.4V，VOHmin=3V，又由前面的讨论可知IOLmax=16mA，IIL=1mA，IOH=200A，可算得：Rlmin=（5-0.4）/（16-61）=0.46K，Rlmax=（5-3）/（8 0.2+12 0.04）=0.96K故选择RL应小于0.96K 大于0.46K。第52页/共124页（2-53）计算负载电阻RL的公式：RL(min)=Vcc VOL（max）IOL(max)-mIILRL（max）=Vcc VOH（min）nIOH+m

24、IIHRL式中IIL为负载门低电平输入电流的绝对值，m为负载门的输入端数，m为负载门的个数。n为驱动门的个数，IOH为驱动门截止时的漏电流，IOL（max）为单个驱动门能承受的最大低电平负载电流。IIL=（VCC-VBE1-VIL）/R1=（5-0.7-0.3）/4=1mA是以门为单位计算的。IIH=（VCC-VB1）/R1）=（5-2.1）/4）0.050.035mA=35A以单个输入端来计算的。第53页/共124页（2-54）三、三态输出门电路E 控制端DER1+5VFR4R23kT2R5R3T3T4T1T5b1c1AB1、结构第54页/共124页（2-55）+5VFR4R2R13kT2R

25、5R3T3T4T1T5b1c1ABDE2、工作原理1）控制端E=0时的工作情况：01截止第55页/共124页（2-56）+5VFR4R2R13kT2R5R3T3T4T1T5b1c1ABDE2）控制端E=1时的工作情况：10导通截止截止高阻态第56页/共124页（2-57）&ABF符号功能表3、三态门的符号及功能表&ABF符号功能表使能端高电平起作用使能端低电平起作用第57页/共124页（2-58）E1E2E3公用总线三态门主要作为TTL电路与总线间的接口电路。4、三态门的用途工作时，E1、E2、E3分时接入高电平。第58页/共124页（2-59）电路的各种系列 为满足用户在提高工作速度和降低功

26、耗这两方面的要求，继上述74系列后，又生产了74H系列、74S系列、74LS系列、74AS系列和74ALS系列等改进的TTL电路。一、74H系列高速系列图图系列与非门系列与非门(74H 00)74H 00)的电路结构的电路结构对应国产CT2000系列，和1000系列比主要减小了电阻的阻值。第59页/共124页（2-60）二、74S系列肖特基系列（CT3000）思路：使三极管避免进入深度饱和以减小传输延迟时间。为此采用了抗饱和三极管肖特基三极管。肖特基三极管是由普通三极管和肖特基势垒二极管（Schottky Barrier Diode）组合而成的。图抗饱和三极管图抗饱和三极管 由于SBD的开启电

27、压为0.30.4V，当三极管的b-c结正向偏置后，SBD首先导通，并将b-c结的正向电压钳在0.30.4V。第60页/共124页（2-61）图图系列与非门系列与非门 (74S 00)(74S 00)的电路结构的电路结构使从基极注入的过驱动电流从SBD流走，从而有效地制止了三极管进入深度饱和状态。能加快状态转换，缩短门电路的传输时间。电路的另一个改进措施是用T6、RB和RC组成的有源电路代替了74H系列中的电阻R3，为T5管的发射结提供了一个有源泻放回路。从而也缩短了门电路的传输时间。第61页/共124页（2-62）关于有源泻放的说明：当T2由截止变为导通的瞬间，由于T6的基极回路中串接了电阻R

28、B，所以T5必然先于T6导通，使T2发射极的电流全部流入T5的基极，从而加速了T5的导通过程。而在稳态下，由于T6导通后产生的分流作用，减少了T5的基极电流，也就减轻了T5的饱和程度，这又有利于加快T5从导通变为截止的过程。当T2从导通变为截止后，因为T6仍处于导通状态，为T5的基极提供了一个瞬间的低内阻泻放回路，使T5得以迅速截止。因此，有源泻放回路的存在缩短了门电路的传输时间。抗饱和电路带来的缺点：输出低电平增高。第62页/共124页（2-63）三、74LS系列低功耗肖特基系列（CT4000）图图系列与非门系列与非门 (74LS 00)(74LS 00)的电的电路结构路结构1、为了降低功耗

29、大幅度提高了电路中个电阻的阻值；改进措施：2、将R5原来接地一端改接到输出端，以减小T3导通时，R5上的功耗。（74LS系列的功耗仅为74系列的五分之一，74H系列的十分之一）3、为了缩短传输延迟时间，除了使用抗饱和三极管和有源泻放外，还将多发射三极管换成了SBD，因为SBD没有电荷存储效应。第63页/共124页（2-64）四、74AS和74ALS系列 74AS系列是为进一步缩短传输延迟时间而设计的改进系列。它的电路结构与74LS系列相似，但电路中电阻阻值很低。它的缺点是功耗较大，比74S略大一些。74ALS系列是为了获得更小的延迟功耗积而改进设计的，它的延迟功耗积是TTL电路所有系列中最小的

30、。为了降低功耗，电路中采用了较大的电阻阻值，同时，通过改进生产工艺缩小了内部各个器件的尺寸，获得了降低功耗和缩短延迟时间的双重收效。第64页/共124页（2-65）五、54、54H、54LS系列54系列的TTL电路和74系列电路具有完全相同的电路结构和电气性能参数。所不同的是54系列比74系列的工作温度范围更宽，电源允许的工作范围更大。74系列的工作环境温度规定070，电源电压为5V5%；而54系列工作环境温度规定-55+125，电源电压为5V 10%在不同系列的TTL器件中，只要器件型号的后几位数码一样，则它们的逻辑功能、外形尺寸、引脚排列就完全相同。第65页/共124页（2-66）表各种系

31、列TTL电路（74XX00）特性参数比较（P138）参数名称系列7474S74LS74AS74ALS74FVIL（max）0.8V0.80.80.80.80.8VOL（max）0.4V0.50.50.50.50.5VIH（min）2.0V2.02.02.02.02.0VOH（min）2.4V2.72.72.72.72.7IIL（max）-1.0mA-2.0-0.4-0.5-0.2-0.6IOL（max）16mA20820820IOH（max）-0.4mA-1.0-0.4-2.0-0.4-1.0IIH（max）40A5020202020tpd9ns39.51.743功耗10mW19281.24延

32、迟功耗积90571913.64.812第66页/共124页（2-67）3.3 CMOS门电路MOS电路的特点：2.是电压控制元件，静态功耗小。3.允许电源电压范围宽（318V）。4.扇出系数大，抗噪声容限大。优点1.工艺简单，集成度高。缺点：工作速度比TTL低。第67页/共124页（2-68）管的开关特性一、MOS（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor）管的结构图（图（N N沟道增强型）沟道增强型）MOSMOS管的结构和符号管的结构和符号DGS简化符号标准符号第68页/共124页（2-69）二、MOS管的输出特性与转移特性图图NMO

33、SNMOS管共源接法及其输出特性曲线管共源接法及其输出特性曲线 (a)(a)共源接法共源接法 (b)(b)输出特性曲线输出特性曲线图管的转移特性图管的转移特性RONvDS=0=12K（vGS-VGS（th）式中IDS是vGS=2VGS（th）时的iD值上式表明，在vGS大大于VGS（th）时，RON近似与vGS成反比。第69页/共124页（2-70）三、MOS管的基本开关电路(NMOS反相器）图管的基本开关电路图管的基本开关电路第70页/共124页（2-71）图管的开关等效电路图管的开关等效电路 (a)(a)截止状态截止状态 (b)(b)导通状态导通状态四、MOSMOS管的开关等效电路管的开关

34、等效电路 由于ROFF非常大，截止状态等效为开关断开；而RON约在1K以内，且与vGS的数值有关，有时这个电阻阻值不能忽略，故在图中用RON表示。图中CI代表栅极的输入电容，数值约为几皮法。第71页/共124页（2-72）图图沟道增强型沟道增强型MOSMOS管结构管结构图图沟道增强型沟道增强型MOSMOS管的漏极特性管的漏极特性vGS0VGS（th）iDP沟道增强型MOS的转移特性五、MOS管的其它三种类型DGS简化符号第72页/共124页（2-73）图图用用P P沟道增强型沟道增强型MOSMOS管接成的开关电路管接成的开关电路第73页/共124页（2-74）图图沟道耗尽型沟道耗尽型MOSMO

35、S管的符号管的符号标准符号DGS简化符号第74页/共124页（2-75）图图沟道耗尽型沟道耗尽型MOSMOS管的符号管的符号DGS简化符号标准符号第75页/共124页（2-76）反相器的电路结构和工作原理0UDSID负载线ui=“1”ui=“0”uo=“0”uo=“1”UDDuiuoNMOS反相器电路RD第76页/共124页（2-77）T1（负载管）代替RD 图图NMOSNMOS反相器反相器实际电路实际电路（a a）增强型负载（增强型负载（E/E MOSE/E MOS）（）（b b）耗尽）耗尽型负载（型负载（E/D MOSE/D MOS）VIT2T1VO0止 通 11通 通 0当VI=1时：V

36、O=RON2RON1+RON2VDD要使输出电压VO比较低，必须保证RON1足够大，又反相器后面不可避免的要带负载电容CL，这显然影响工作速度。第77页/共124页（2-78）一、CMOS反相器的电路结构Complementary-Symmetry MOS互补对称式MOST1:ONT2:OFFOFFON图图CMOSCMOS反相器反相器（a a）结构示意图结构示意图 （b b）电路图电路图设VDDVGS（th）N+VGS（th）P当vI=VIL=0时，有vGS1=VDD VGS（th）PvGS2=0 VGS（th）N即，T1通，T2止vGS2=VDD VGS（th）NvGS1=0 VGS（th）

37、P即，T2通，T1止第78页/共124页（2-79）二、CMOS反相器的电压传输特性和电流传输特性图电压传输特性图电压传输特性设VDDVGS（th）N+VGS（th）PVGS（th）N=VGS（th）PT1和T2具有同样的导通电阻RON和截止电阻ROFF，则电压传输特性如图所示。AB段：T1通、T2止；CD段：T2通、T1止；BC段：T1T2均导通。反相器的阈值电压（threshold voltage）：电压传输特性转折区中点所对应的输入电压，用VTH（=1/2VDD，参数对称）表示。第79页/共124页（2-80）图电流图电流/电压转移特性电压转移特性电流/电压（iD/vI）转移特性同样可分

38、三个工作区。AB段：因T2截止，几乎无电流；CD段：因T1截止，几乎无电流；BC段：T1和T2同时导通，有电流iD流过T1和T2，而且vI=1/2VDD附近iD最大。故在使用时尽量避免使器件长期工作在这一区间，以免因功耗过大而损坏。第80页/共124页（2-81）三、输入端的噪声容限从电压传输特性上可以看到，当输入信号偏离正常的低电平（VOL0V）而升高时，输出的高电平并不立刻改变；同样，当输入高电平偏离正常值（VOHVDD）而下降时，输出低电平也不会马上改变。因此，允许的高低电平信号各有一个波动范围。输入端噪声容限：在保证输出高、低电平基本不变的条件下，输入电平的允许波动范围。在由许多门电路

39、互相连接组成的数字系统中，往往前一级门电路的输出就是后一级门电路的输入。所以输入端的噪声容限可用下图示意。第81页/共124页（2-82）图输入端噪声容限示意图图输入端噪声容限示意图 输入噪声容限包括：低电平输入噪声容限VNL和高电平输入噪声容限VNH两个方面。VNH=VOH（min）-VIH（min）VNL=VIL（max）-VOL（max）在CMOS门电路中，当负载为另外的同类门的情况下（负载电流几乎等于零），故规定V0H（min）=VDD-0.1V，VOL（max）=VSS+0.1V。VSS表示N沟道MOS管的源极电位。源极接地时VOL（max）=0.1V。第82页/共124页（2-83

40、）图图CMOSCMOS反相器的噪声容限与反相器的噪声容限与V VDDDD的关系的关系（a a）不同不同V VDDDD下的电压传输特性下的电压传输特性（b）VNH、VNL与V VDDDD的关系的关系 测试结果表明，在输出高、低电平的变化不大于限定的10%VDD情况下，输入信号高、低电平允许的变化量大于30%。因此得到VNL=VNH=30%VDD。可见CMOS门电路的输入噪声容限和VDD有关。第83页/共124页（2-84）（a a）CC4000CC4000系列的系列的输入保护电路输入保护电路 （b b）74HC74HC系列的系列的输入保护电路输入保护电路 图图CMOSCMOS反相器的输入保护电路

41、反相器的输入保护电路反相器的静态输入特性和输出特性一、输入特性输入特性：从反相器输入端看进去的输入电压与输入电流的关系 MOS管的栅极和衬底之间存在着以SiO2为介质的输入电容，而绝缘介质又非常薄（约1000），极易被击穿（耐压约100V），所以必须采用保护措施。第84页/共124页（2-85）（a a）图）图电路的电路的输入特性输入特性 （b b）图）图电路的电路的输入特性输入特性 图图CMOSCMOS反相器的输入特性反相器的输入特性二、输出特性从反相器输出端看进去的输出电压与输出电流的关系第85页/共124页（2-86）1.低电平输出特性图图 v vOO=V VOLOL时时CMOSCMOS

42、反相器反相器的工作状态的工作状态图图CMOSCMOS反相器的低反相器的低电平输出特性电平输出特性当输出低电平时，反相器的P沟道管截止，N沟道管导通，工作状态如下图所示。图实际上就是T2漏极特性曲线，它说明VGS（=VDD）越大导通内阻越小，输出低电平越小。IV第86页/共124页（2-87）2.高电平输出特性图图v vOO=V VOHOH时时CMOSCMOS反相器的反相器的工作状态工作状态图图CMOSCMOS反相器的高电反相器的高电平输出特性平输出特性T1导通，T2截止曲线说明：在同样的负载电流IOH下VDD越高，则T1导通时vGS越负，它的导通内阻越小，VOH下降得越少。第87页/共124页

43、（2-88）反相器的动态特性动态特性讨论的是电路状态转换过程中所表现出来的特性。一、传输延迟时间tPHL、tPLH由于MOS管的电极之间以及电极与衬底之间都存在寄生电容、尤其在反相器的输出端更不可避免存在负载电容，当输入信号变化时，输出电压变化必然滞后于输入电压的变化。这一滞后时间就称着传输延迟时间。图图CMOSCMOS反相器传输延迟时反相器传输延迟时间的定义间的定义第88页/共124页（2-89）二、交流噪声容限所谓交流噪声容限是指门电路对窄脉冲噪声的承受能力。由于负载电容和MOS管寄生电容的存在，输入信号状态变化必须有足够的变化幅度和作用时间才能使输出改变状态。这也就是说，当输入信号为窄脉

44、冲（这里实际就是指输入端的噪声），而且脉冲宽度接近于门电路的传输延迟时间的情况下，为使输出状态改变，所需要的脉冲信号幅度将远大于直流输入信号的幅度。因此，反相器对这类窄脉冲的噪声容限交流噪声容限远高于前面所介绍过的直流噪声容限。而且，门电路的传输延迟时间越长（或噪声作用时间越短），交流噪声容限也越大。图图CMOSCMOS反相器的交流噪反相器的交流噪声容限声容限tW为噪声作用时间第89页/共124页（2-90）三、动态功耗 CMOS反相器从一种稳定工作状态转变到另一种稳定状态的过程中，所产生的附加功耗动态功耗。动态功耗包括两个部分：一部分是对负载电容充、放电所消耗的功率PC，另一部分是于两个MO

45、S管T1和T2在短时间内同时导通所消耗的瞬时功耗PT。图图CMOSCMOS反相器对负载电容的充、放电电流波形反相器对负载电容的充、放电电流波形图中电容CL表示接到反相器输出端的所有电容，其中包括下一级门电路的输入电容、接线电容和其他负载电容。第90页/共124页（2-91）下面先计算PC：而其中故得到式中 为输入信号的重复频率。第91页/共124页（2-92）计算瞬时导通功耗PT：图图CMOSCMOS反相器的瞬时导通电流反相器的瞬时导通电流如果VDDVGS（th）N+VGS（th）P，VIHVDD，VIL0，那么当VI从VIL过度到VIH和从VIH过度到VIL的过程中，都经过短时间的VGS（t

46、h）NVDD-VGS（th）P的状态。在此状态下T1和T2同时导通，有瞬时电流iT流过T1和T2。PT的数值可以用下式计算式中CPD称为功耗电容，它的具体数值由器件制造商给出。仅用来计算空载瞬时导通功耗，且只有在输入信号的上升时间和下降时间小于器件手册中规定的最大值，CPD参数才是有效的。第92页/共124页（2-93）总的动态功耗PD应为PC与PT之和，即 CMOS反相器工作的全部功耗PTOT应等于动态功耗PD与静态功耗PS之和。（74HC系列门电路的CPD为20PF左右。）在静态下无论输入电压是高电平还是低电平，T1和T2总有一个是截止的，又因为T1和T2截止时的漏电流极小，所以这个电流产

47、生的功耗可以忽略不计。但在实际的反相器电路中不仅有输入保护二极管，还存在寄生二极管，这些二极管的反向漏电流比T1和T2截止时的漏电流要大得多，所以它们构成了电源静态电流的主要成分。图图CMOSCMOS反相器的静态漏电流反相器的静态漏电流第93页/共124页（2-94）因为这些二极管是PN结性的，它们的反相电流受温度影响比较大，所以CMOS反相器的静态功耗也随温度的改变而变化。静态功耗通常是以指定电源电压下的静态漏电流的形式给出的。例如TI公司生产的74HC系列CMOS反相器在常温下，VDD=6V时的静态电流不超过0.33A。可见，在工作频率较高的情况下，CMOS反相器的动态功耗要比静态功耗大得

48、多，这时静态功耗可以忽略不计。例：计算CMOS反相器的总功耗PTOT。已知电源电压VDD=5V，静态电源电流IDD=1 A，负载电容CL=100pF，功耗电容CPD=20pF。输入信号近似于理想的矩形波，重复频率f=100kHz。=（100+20）10-12 100 103 52=0.3（mW）而静态功耗为：PS=IDDVDD=10-6 5=0.005（mW）故总功耗为：PTOT=PD+PS=0.305mW第94页/共124页（2-95）其他类型的CMOS门电路&ABF一、其他逻辑功能的CMOS门电路+UDDAFT2T1BT3T4SSSSGG与非0 0 10 1 11 0 11 1 0A B

49、T1 T2 T3 T4 F第95页/共124页（2-96）A B T1 T2 T3 T4 FABF+UDDFAT2T1BT3T4GGSSS或非0 0 10 1 0 1 0 0 1 1 0 CMOS或非门第96页/共124页（2-97）二、漏极开路输出门电路（OD门）在CMOS电路中，为了满足输出电平变换、吸收大负载电流以及实现线与连接等需要，有时将输出级电路结构改为一个漏极开路输出的MOS管，构成漏极开路输出（Open-Drain Output）门电路，简称OD门。图漏极开路输出的图漏极开路输出的与非与非门门CC40107CC40107ABY设TN的截止内阻和导通内阻分别为ROFF和RON，则

50、只要满足ROFFRL RON，就一定能使得TN截止时Vo=VOHVDD2，TN的导通时Vo=VIL 0。第97页/共124页（2-98）关于OD门上拉电阻RL的计算（考虑坏的情况）图图门外接上拉电阻的计算门外接上拉电阻的计算（a）最大值最大值的计算的计算（b）最小值的计算第98页/共124页（2-99）1.输出高电平时所有驱动门全截止，这时流过RL的电流为全体驱动门的高电平漏电流之和nIOH和所有负载门的高电平输入电流mIIH，电路结构确定后它们就是固定的，故RL越大产生的压降就越大，为使输出高电平不低于规定的数值，RL不能取得过大。VDD-（nIOH+mIIH）VOH（min）即 RL VD