超声波流速测量系统研究技术报告1777.pdf

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1、 超声波速度测量系统技术报告 1 导言 1.1 研究背景和意义 超声波被用来测量流体流量已经有几十年了。1928 年，法国人于滕成功研制出世界上第一台超声波流量计。而时差式超声波流量计为了使超声波流量计具有一定的精度，对时间测量要求相当高的测量精度，这在当时是很难实现的。1955 年，美国研制成功声学循环法迈克松流量计，用于测量航空燃油的流量。50 年代末，超声波流量计从理论研究阶段进入工业应用阶段。但是电子电路太复杂，无法占据稳固的地位。80 年代中后期，单片机技术的应用使超声波流量计向高性能、智能化方向发展。由于采用单片机作为中央处理单元，该系统不仅能进行复杂的数学运算和数据处理，还能进一

2、步提高超声波流量计的测量精度。此外，还可以设计友好的人机界面，使系统具有参数设置、自动检错调试等辅助功能，极大地方便了用户的操作和使用。单片机在超声波流量计中的应用，是超声波流量计真正进入工业测量领域。1.2 超声波流量计的现状 近 10 年来，基于高速数字信号处理技术和微处理器技术的进步，新型探头材料和技术的研究，以及通道结构和流动力学的研究，超声波流量测量技术取得了长足的进步，显示出强大的技术优势，形成了快速发展的势头。其巨大的潜在生命力是显而易见的。在国外，以美国 Controlotron 公司和 Ploysonics 公司为代表的产品多采用数字信号处理技术，如“同步调制”和 FFT 技

3、术。他们广泛采用以 DSP 为核心的数字处理电路，可以更快更实时地处理超声信号，同时可以实现一些复杂的算法。例如，Ploysonics 公司的DDF3088是新一代全数字便携式多普勒流量计。它采用数字滤波和数字频谱分析技术，能自动识别多普勒信号和噪声信号，抗干扰能力强。采用高分辨率液晶显示器，可现场进行多普勒分析。在测量方法上，有的采用改进的时差法消除温度对速度的影响，时差法和多普勒法的结合，如 Controlotron公司开发的 480 超声波流量计，使产品的适用性更强。但由于国外产品价格较高(每套约 5 10万元)，制约了其在国内的广泛使用。目前国内厂商生产的超声波流量计虽然价格相对便宜，

4、但整体性能较差，主要用于测量相对容易测量的大口径管道中的流体。大多采用时差法，以单片机为系统核心处理信号。但是由于单片机速度的限制，只能进行一些简单的算法，比如计数来计算流量。同时，一般的时差法受温度影响较大，所以精度不是很高。如延安公司生产的 ZLC 系列流量计是一种微机控制的新型超声波时差流量计，在国内率先采用多脉冲收发宽带技术。近年来，由于 DSP 和VLSI 技术的发展，基于 DSP 的数字信号处理电路技术日益成熟和广泛应用，使得用 DSP 为处理核心的超声波流量计在国内广泛取代以单片机为核心的超声波流量计成为可能。因此，可以采用一些数字信号处理技术来提高产品的测量精度，如 FFT、数

5、字滤波、插值运算、相关运算等，从而提高系统的测量精度。通过这些改进，国产流量计的性能达到了国外的水平，从而更好地为国民经济服务。1.2.1 超声波流量计的发展趋势 在石油和天然气领域，近年来超声波流量计市场的所有增长几乎都是由于该产品在石油和天然气领域的销量增加。超声波流量计在该领域的销量增长了近一倍。由于 AGA9 监控运输标准的推广，天然气监控运输市场已基本形成。从 2003 年到 2005 年，监测的运输量增加了3 倍多，这一领域占超声波流量计销售额的 5%。只有液态烃监测和输送的 API 和 OIML 标准在行业内推广，超声波流量计才能在该领域推广。超声波流量计精度高，总拥有成本低。从

6、技术和经济的角度来看，超声波测量仪是流量测量的理想选择。通过多波束和数字信号处理，超声波测量仪可以达到很高的测量精度。与传统的涡轮仪器不同，它没有移动部件，因此几乎不需要维护。此外，它不会阻塞或减缓管道中气体或液体的流动。可以精确测量液态石油气产品的宽频带，不需要像机械技术一样进行验证。高灵敏度使得可以检测管道中的任何泄漏，并测量和补充在监控和运输领域中影响测量精度的各种变量。亚洲和中东市场增长最大，超声波流量计在亚洲和中东的增长将是最大的。中国和印度将大力投资基础设施和新工厂。中国能源短缺。为了找到促进经济快速发展的能源，它将改造其石油和天然气基础设施，并建立一条连接俄罗斯和其他地区石油供应

7、商的管道。由于其在石油和天然气生产中的地位，中东仍将是超声波流量计供应商的沃土。这个地区还将投资几个大型发电和海水淡化厂。相比之下，北美市场的增长相对平缓，但由于该地区在油气基础设施和工业自动化方面的投资，北美市场仍将有可观的增长。1.3 超声波流量计的市场前景 随着油气行业的强劲增长和行业对现场设备技术的逐渐接受，未来五年超声波流量计的全球市场容量将以 9.6%的复合年增长率(CAGR)增长。根据 ARC 咨询集团最近的一份报告，2005 年该市场的总价值为2.75亿美元，到2010 年将超过4.34亿美元。亚洲和中东有最大的增长，亚洲和中东将有最大的超声波流量计增长。中国和印度将大力投资基

8、础设施和新工厂。中国能源短缺。为了找到促进经济快速发展的能源，它将改造其石油和天然气基础设施，并建立一条连接俄罗斯和其他地区石油供应商的管道。由于其在石油和天然气生产中的地位，中东仍将是超声波流量计供应商的沃土。这个地区还将投资几个大型发电和海水淡化厂。相比之下，北美市场的增长相对平缓，但由于该地区在油气基础设施和工业自动化方面的投资，北美市场仍将有可观的增长。1.4 主要研究能力 本课题的任务是用时差法测量流量。确立了系统的总体方案，并在此基础上对设计方案进行了测试、调试、验证和完善。主要内容如下:(1)建立系统总体方案，主要是在参考国外流量计产品基本性能，分析超声波流量计基本原理和项目指标

9、的基础上，建立以DSP为系统信号处理核心，采用相关算法计算流量的改进时差法方案；(2)硬件电路设计:CPLD采样控制系统；(3)程序设计，应用 CCS 软件，在 DSP 最小系统上实现相关算法程序设计，并进行实验测试。2 超声波流量计的设计方案及分析 2.1 超声波流量计的分类 超声波技术应用于流量测量的主要依据是，当超声波入射到流体上时，在流体中传播的超声波会携带流体速度的信息。超声波流量计对信号的产生、传播和检测有不同的设置，从而形成不同原理的超声波流量计，大致可分为传播速度差法(包括时差法、相位差法和频差法)、多普勒法、相关法等。2.2 超声波流量测量的基本原理 超声波流量测量技术的基本

10、原理是利用超声波在流体中传播时流体的流量信息来测量流体的流量。超声波流量计一般由超声波换能器、电子电路和流量显示及累加系统组成。超声波换能器将电能转换成超声波能量，通过被测流体进行传输，接收换能器接收到超声波信号，经电子电路放大后转换成表示流量的电信号进行显示和积分，从而实现流量的检测和显示。2.3 传播速度差法 传播速度差法是一种根据超声波在流动流体中上行和逆流传播的速度差与被测流体速度的关系来求速度或流量的方法。根据被测物理量的不同，传播速度差法可分为(直接)时差法、相位差法和频差法。时差法是直接测量超声波顺流和逆流传播的时间差。适用于测量大、中直径管道和明渠的流量。但时差法流量计受温度影

11、响较大，流体温度变化对该系统测量精度的影响不容忽视。实验表明，流体温度每变化10，测量误差就会增加1%左右，声速温度系数不是常数。此外，当流体的成分或密度发生变化时，也会引起声速的变化，从而影响测量精度。其发展方向是提高计时精度，尽量减少温度对测量精度的影响。频差法是通过测量一定时间内两组闭环系统的循环频率之差来测量流量。频差法精度高，受温度影响小，但受环境影响大，工作不稳定。相位差法通过将时差转换成相位差，可以避免微小的时差，提高测量精度，但受温度影响仍然较大。2.4 测量的原理和主要特点 本文对基于时差法的超声波液体流量计进行了研究。其管段结构简图如图 1 所示。换能器 1和 2 相对于管

12、道轴线的安装角度为，管径为 D，两个换能器之间的距离为 L，流体流向如图所示:图 1 时差法流量测量示意图 当流体以速度 U 流动时，超声波的实际传播速度 C 是声速 c0 和流体在声道方向上的速度分量ucos 的叠加，即:超声波在流体下游和上游的传播时间为:T=t21=(2.1)T=t12=(2.2)其中，:D 是一次设备的管径，L 是两个传感器之间的距离，C0 是超声波在静止介质中的传播速度，因此:t=t 顺-T 逆=(2.3)一般来说，声波在液体 C0 中的速度在 1000 米/秒以上，而在大多数工业系统中的流速远小于声速，即 U2CO2，所以时差可以近似简化为:t=t 顺-T 逆=(2

13、.4)即:(2.5)体积流量表达式:(2.6)其中:A 为管道的截面积，U 为管道内流体的流速。从上式可以看出，由于一次装置直径 D 和换能器与轴线的夹角 可以由实际情况测得，所以当声速一定时，只要测得的时间差t，就可以根据式(2.5)得到流速 U，然后根据式(2.6)得到流体的体积流量。时差法测量流量有以下特点:a)时差式超声波流量计采用精密时差检测，具有信号自动跟踪、温度自动补偿等先进技术，具有运行稳定、测量准确可靠、仪表计算和显示精度高等特点。b)对于被测介质，超声波流量计属于非接触式测量，安装过程中不损伤管道，能满足工厂工艺水连续流动的要求，安装极为方便。c)测量时，管道内没有节流装置

14、，流体没有压力损失，非常有利于节能。d)电子电路集成度高，几乎不需要维护或维修，编程灵活简单。用户输入的数据都是常用的原始数据，省时省力，无需人工计算。3.超声信号延迟时间的相关估计 超声波信号的飞行时间1,2或 TDOA(到达时间延迟)3在估计方法中，相关估计是一种比较精确的方法。4-7。虽然一些超声波测量已经应用了小波变换、HHT、FrFT 等分析理论和技术。8-10相关估计仍然是 TOF 测量的基础。然而，当 TOF 较长时，即使通过 FFT 计算相关函数，高计算复杂度仍然阻碍了其实时应用。实际上，在 TOF 估计中利用激励信号的某些特性可以简化相关函数的计算。常用的激励信号是线性/非线

15、性调频信号(LFM/NLFM)。11、PRBS6,12和混沌调制信号13,14等等。PRBS 和混沌信号的相关函数在主瓣和副瓣之间有明显的差别，因此很容易搜索到峰值。但是超声波传感器是窄带器件，需要调制传输。14,15，并且每个比特符号必须包含足够的载波周期，以避免起始和拖尾以及信号群延迟的影响。16,17。但是解调信号的相关函数的主瓣将被加宽。与PRBS 和混沌信号相比，LFM 信号在多传感器应用中不易克服串扰。13,18，但可以在基带传输。更重要的是，其相关函数主瓣较窄。11通常是两个基带信号周期。19。就 TOF 估计精度和鲁棒性而言，相关函数的主瓣高度和旁瓣高度之差只是稳定可靠测量的一

16、个因素，主瓣宽度对测量的可靠性和鲁棒性也有重要影响。本文提出了一种互相关函数的递归算法，该算法由离散方波 LFM 信号激励，通过加法和减法实现，从而实现 TOF 的快速估计。首先，根据超声传播模型，分析了以 DRLFM 为激励信号进行 TOF 估计的可行性，然后介绍了互相关函数的递归算法，并分析了其复杂度。最后，通过实验和仿真对算法进行了验证。3.1 相关估计 这里以入射超声波收发机为例分析 TOF 的相关估计。图 1 是信号产生和传输的过程。20、和是超声波产生、发射和检测、激励信号、换能器输出信号和传感器输出信号的传递函数，表示多个换能器同时工作时的串扰。13，这是其他噪音。上述信号的频域

17、形式分别为 和。很 明 显。与。显 然,。与。显 然，。G(s)T(s)S(s)N(s)Y(s)n(t)y(t)(tx)(tu)(tc)(sC)(sX)(sU 图 1 超声信号在飞行时间估计中的传输 在大多数介质中，超声波的传输可以看作是无失真传输，即其中增益为信号传输时间，所以可以写成，,(的互相关函数定义为:的互相关函数为,的互相关函数为，(如果是随机和不相关的，要测量的 TOF 是对应于峰值点的时间。因为与基频的相位差很小，并且可以用稳定的系统误差来描述，所以可以通过替换来估计 TOF。您可以导出，代替来估计代替来估计,(这里是自相关函数，表示单位冲激响应的自相关函数，它是由超声换能器的

18、特性决定的。可以看出，对于特定的超声换能器，的时域波形取决于激励信号的自相关函数。3.2 激励信号的自相关函数和频谱 选择合理的激励信号有助于稳定可靠地估计TOF。图 2 示出了幅度为 1、周期为 127 的 63位 PRBS 信号及其自相关函数、PRBS 调制信号及其频谱。载波频率为 1MHz，每个 PRBS 包含 8个载波周期，驱动信号的帧长约为 0.5 ms，可以看出 PRBS 自相关函数主瓣的幅度很高，宽度为 0.016ms 图 3 给出了一个 0.05ms 的 LFM 信号，自相关函数及其频谱。信号的频率从0.83MHz 线性增加到 1.2MHz，中心频率为 1MHz。图 4 示出了

19、对应于图 3 的 DRLFM 信号、其相关函数和频谱，并且采样频率是 20Msps。从图 3(b)和图 4(b)可以看出，相关函数的主瓣非常窄。第一旁瓣的高度大约是主瓣的 46%，但是其宽度比 PRBS 调制信号的宽度窄得多，并且驱动信号的帧长度比 PRBS 调制信号的帧长度短得多。从频谱图来看，LFM 信号的带宽略宽于PRBS 调制信号，但仍在其带宽内，可以高效率传输。由于 LFM 和 DRLFM 是连续的渐变信号，因此会出现起始和拖尾现象。16影响不大。单位 PRBS 的自相关函数及其调制信号谱。PRBS 的周期为 127，载波频率为 1MHz(a)63位 PRBS；(b)PRBS 自相关

20、函数；(c)PRBS 调制信号；(d)PRBS 调制信号的频谱 00.10.20.30.40.5-101(a)x(t)-1500-1000-50005001000150020000200400(d)|X(f)|f(KHz)00.10.20.30.40.5-101(c)x(t)t(ms)-0.0500.05010002000(b)rxx(t)图 3 LFM 的自相关函数及其频谱(a)LFM 信号；自相关函数；(c)LFM 的傅立叶变换振幅 图 4 DRLFM 的自相关函数及其傅里叶变换模 3.3 DRLFM 激励超声飞行时间的递归估计 3.3.1 计算方法 给定离散激励信号x(n)(n=0;1;

21、N 1)，(n=0;1;kN1;k 1)是传感器的接00.010.020.030.040.05-101 x(t)t(ms)(a)-0.0500.05-2000200 rxx(t)t(ms)(b)-6-4-20246050|X(f)|f(MHz)(c)00.010.020.030.040.05-101 x(t)t(ms)(a)-0.0500.05-5000500 rxx(t)t(ms)(b)-6-4-20246050|X(f)|f(MHz)(c)收信号。对的互相关函数为，rxy(n)=N 1Xk=0 x(k)y(k+n);(1)可以导出，rxy(n+1)=rxy(n)+r(n)，(2)其中，r(

22、n)=x(N)y(n+N)x(0)y(n)+N 1Xk=0 x(k)y(k+n+1)(3)而 x(k)=x(k+1)x(k)，图 5 是一帧幅度为 1 的 DRLFM 信号与其 x(k)，可以看出 x(k)部分为零,其它是2 或-2。因此,式(3)中,N 1Pk=0 x(k)y(k+n+1)只需要计算 x(k)非零的情况。所以有：r(n)=x(N)y(n+N)x(0)y(n)+2I 1Xi=0y(pp(i)+n+1)J 1Xj=0y(pn(j)+n+1)，这里pp(i);pn(j)分别是 x(k)为+2 与-2 的序号，和分别为+2 与-2 的总数。图 5 与 x(n)波形图（1）3.3.2

23、算法复杂性分析 对于中心频率为、采样频率fs=Ksfo的 N 点 DRLFM 信号与 kN 点的,计算rxy(n)约需定点加020406080100120-101(a)x(n)n020406080100120-202(b)x(n)n 法运算(k 1)N2=Ks。而采用 FFT 计算相关函数,需要计算个数据点的 FFT 两次，逆 FFT 一次。为 保 证FFT精 度，l og2(2kN)层 的FFT一 般 采 用 浮 点 运 算，其 复 杂 性 为O(kN l og2(2kN)浮点运算，需要实浮点乘法8kNl og2(2kN)+8kN次与实浮点加法20kNl og2(2kN)+4kN次。不考虑硬

24、件实现的复杂性，假设浮点乘法、浮点加法运算时间是定点加法运算时间的两倍，FFT 基的计算复杂性与递推算法复杂性之比为，=4Ks(10+7 l og2k+7 l og2N)N(4)图 6 是不同的采样倍数,不同的数据长度,据式(4)计算出的随激励信号时长变化的曲线。可以看出，递推算法比 FFT 基的估计算法快。图6 fo=1MH z，不同时随激励信号帧长的变化 fo=1MH z,是变化的 3.3.3 算法特点 1.递归算法只需要简单的加减运算，比基于FFT 的算法速度快，可以并行运行，适合基于FPGA 或 CPLD 的硬件实现；2.除了和的存储空间，不需要其他存储空间，更容易用FPGA 或 CP

25、LD 实现。3.递归算法是无积的单级运算，避免了FFT 算法中多级运算带来的误差。0.050.10.150.24681012141618 T(ms)fs=4 MHz,k=15fs=8 MHz,k=2fs=16MHz,k=20fs=32MHz,k=104 模拟和测试 为了验证递归算法的有效性，我们搭建了TOF 估计实验系统，对递归估计算法进行了验证和仿真。4.1 实验系统 如图 7 所示，实验系统包括 DRLFM 信号产生和驱动、超声换能器和接收器、信号调理和采集部分，用于与控制器和 RS232 接口。驱动信号发生器 DRLFM 和信号采集控制器控制器由CPLD 器件组成。超声波发生器UT 和接

26、收器 US 放置在一个玻璃水箱中，最大距离可调，为50厘米。测量时，PC 机通过 RS232 接口向 CPU 发送测试命令，CPU 控制基于 DDFS 的 DLFM 发生器产生一帧长的 DRLFM 脉冲序列，同时启动采样电路。l FM 序列由总线电压为 12V 的桥驱动电路驱动器驱动，并被输入到超声波换能器ut。US 接收信号经过调理，然后输入ADC。控制器控制 ADC 进行转换，并将转换结果写入RAM。采样周期结束后，CPU 将存储在 RAM 中的数据通过 RS232 口上传到 PC 机，PC 机读取并处理采集到的数据。ADCControllerCPUDriverDRLFMCondition

27、ingRS232RAMfoscTo PCCPLDAB&CBDBXUTUS 图 7 实验系统示意图 系统中 ADC 为 10bit/20Msps 的 TLC876，CPLD 为 EPF1270T144C5，有源晶振 X 的频率为80MHz。传感器是一个防水的超声波收发机，传感器是中心频率1ofMHz、带宽为=0.2MHz 的防水型超声波发收组件。实验中室温度保持 27。DRLFM 为 x(n)=signfsi n2(foB+an)nT g，(5)(n=0;1;2;:;N1)，T=1=fs，这里频率变化率a=2B=N。需要说明的是相位截尾产生的杂散谱21，对相关分析是有益的。4.2 短 TOF 的

28、估计 图 8 是短距离测量的结果。传感器平面相距约 5cm，驱动脉冲帧长度为 40us，Msps。兆符号Msps 图 8 短 TOF 实验结果，=20Msps(a)标准化的激励信号，(b)收集信号，(c)相关函数，(d)相关函数(局部)及其拟合结果。（(可以看出，的峰值对应时间为 3.55us，测量结果的读取分辨率为 0.05us 为了进一步提高分辨率，我们在峰值两侧拟合 10 个点，求其拟合函数的峰值。(D)是计算结果。当时间分辨率精确到 ns 时，结果为 3.558US。图 9 是在相同条件下重复 5000 次实验的统计图表。统计表明，测量结果呈正态分布，算法具有良好的稳定性。当 TOF

29、短时间稳定时，采用连续多次平均法可以进一步提高测量精度。的峰值对应时间为的峰值对应时间为 010203040-101 x(t)010203040-0.04-0.0200.020.04 y(t)010203040-50510 rxy(t)3.43.53.63.73.8-50510 t(us)rxy(t)图 9 5000 个重复TOF估计的结果分布 4.3 长 TOF 的估计 当 TOF 长时，的长度 kN 大，并且信噪比变低。本实验主要检验相关泥沙密度测量系统中算法的准确性。为防止泥沙悬挂，探头距离一般为 10-40cm。对于距离较长、TOF 较长的应用，可以采用粗测和精测，粗测可以大致确定 T

30、OF 的周长。为了提高长距离测量的信噪比，可以加强激励信号的幅度。超声波信号发生器的最大驱动电压为300Vpp。图 10 估计较长 TOF 的实验结果 在实验中，传感器平面相距约 50cm，驱动脉冲帧长度为 40us，采样数据长度预计为。图 10 是一组测量结果。(A)是驱动信号，(B)是收集的数据，(C)和(D)是它们的相关函数。测量结果为 TOF=33.55 us，分辨率为 50ns。此时分别有 46+2 和-2，每个点的相关函数只需要3.5523.5543.5563.5583.563.5623.5643.566020040060080010001200TOF(us)n0102030405

31、06070-101 x(t)010203040506070-0.04-0.0200.020.04 y(t)010203040506070-50510 rxy(t)32.53333.53434.53535.5-50510 t(us)rxy(t)计算加减 92 次，共计约 147200 次定点加法运算。使用 FFT 算法，需要 161，841 次实浮点乘法和 379，000 次浮点加法。不仅耗时长，还需要额外的存储空间。如果采用粗测和精测相结合的方法，还可以进一步减少计算量。5.系统的硬件 在使用 DRLFM 激励和递归相关函数估计算法的超声波 TOF 测量中，只需要加法和减法，降低了计算复杂度，

32、并且不需要额外的存储空间。它可以并行实现，适合基于 FPGA 或 CPLD的硬件实现。信号在基带传输，无需调制解调，相关函数主瓣较窄，既提高了信号传输效率，又提高了算法的准确性和鲁棒性。这种递归算法为高频高精度超声波测量提供了一种有效的方法。5.1 系统硬件方案 图 11 流量监控系统示意图 简要给出了系统方案，详细给出了系统的硬件方案。如图所示，系统分为三部分:基于模拟电路的前端电路，基于 DSP 的信号处理电路，基于 MCU 的后端服务电路。下面将详细描述每个部分的硬件组件和功能。5.2 传感器的选择 图 12 超声波传感器的阻抗特性。(a)阻抗特性图。(b)相位特性图。采用集成收发器的超

33、声波传感器，中心频率和带宽为 0.4MHz，其特性如图 12 所示。,带宽为，带宽为 传感器选择条件:1.首先要防水，这样才能在管道或者液体中使用。2.超声波在水中传播时，中心频率约为 1MHz。传输效率好；3.收发一体，方便双向交替收发。5.3 驱动信号的产生 图 X 是本文采用可编程器件实现的 DRLFM 信号发生器框图，系统主时钟频率为CLKf。在每个脉冲串周期中，频率变化率和频率控制字累加器一次，实现频率的线性增加，频率控制字FW的初值为0FW，相位累加器 PA 与 N 位频率控制字FW累加一次，实现相位的调频变化，即，0.80.850.90.9511.051.11.151.21002

34、00300400500(a)X 0.80.850.90.9511.051.11.151.2-100-80-60-40-20(b)f(MHz):FWFWdf0FWFWn df:PHAPHAFW 每个时钟，N 位相位累加器的高 M 位作为 LUT 的地址，LUT(Look-Up-Table)中存放的 D位的正弦信号波形数据在 M 位地址信号的寻址后输出送数字比较器 Comp 和给定的参考信号Dref 进行比较,产生方波信号。其调谐方程为2oCLKNFWff，分辨率为2CLKNfdf；根据超声换能器的中心频of、带宽BW和信号持续时间t，可以确定 DRLFM 的起始频率控制 0/2ofBWFWdf,

35、调频速度 CLKBWdFdf dt f。改变 FW 可以改变 DRLFM 的中心频率；设定dF可以设定调频速度，当0dF 时输出为频率稳定的方波信号；改变参考电压数据refD，其方波的占空比可调。LUTCompLPF0FWdFCLKDACDNNMVrefDRLFMPHAFW 图.X基于DDFS的DRLFM发生器（2）5.4 参数选择与计算例 本文以中心频率为 1MHz 的防水型超声波发与收对为例，选择并计算 DRLFM 的相关参数。N=40，M=10，D=8，相位累加器采用流水线结构9，LUT 中的四分之一相限的正弦波形数据为 8 位 256 字节，可以在 FPGA 或 CPLD 部实现。Co

36、mp 为八位比较器。当80CLKfMHz，-5 7.27595761418342610df Hz，超声换能器的中心频1of MHz、带宽0.2BW MHz，信号持续时间1t ms，可以确定DRLFM的起始频率控制0(/2)/(12369505812)oDFWfBWdf；34359.0CLKBWdFdf dt f,相对误差为小于 0.01%。和其它的 DDFS 电路一样，当频率控制字为非 2 的整数幂时，输出信号中会产生轻微的相位截尾误差，但当特别是当CLKf很高时，这种相位抖动远小于模拟比较器与模拟信号中的干扰10。该系统采用 MAX II，设备最高工作频率可达300MHz。另外，由于采用相关

37、估计算法来估计 TDOA，适当的相位抖动有利于相关估计的准确性。5.5 开关单元的电路设计 该部件用于切换两个探头与发射和接收电路之间的连接。作为模拟信号的切换，有三个选项可供选择。（1）带继电器的开关。信号打开时，继电器其实是一根电线，所以不存在信号失真。但继电器的开关频率是有限的，总开关次数也有一定的限制，一般为一百万次。（2）采用模拟开关。起初，作者采用了这种方案，因为模拟开关的开关频率高，对信号的影响小。但在实践中发现，很难找到一种既能承受高电压，又能让传输的微弱信号不那么失真的芯片，于是最终放弃了该方案。（3）使用分立元件，并利用二极管的开关特性来控制开关。这种方法可以有很高的开关频

38、率，可以承受很高的电压，但是笔者在实验的过程中发现信号失真太大，估计和发射信号的功率有关。鉴于以上原因，笔者暂时选择了接力方案，可以简化工程难度。此外，控制继电器开关所需的 12V 电平可以由发射电路中的 CD4504 提供。5.6 放大器电路设计 系统接收到的超声波信号具有以下特征:从超声波探头接收到的信号幅度约为 0.1 mV 10 mV，而一般 ADC 要采样的信号最大幅度为 5V，所以要放大 54 dB 94 dB，即放大电路的增益为74db20db；接收到的超声波信号是以 2.5 MHz 为中心的窄带信号；由于后续信号处理采用相关算法，对放大电路的抗干扰要求不高；针对上述特点，作者提

39、出了一种可控谐振三级放大电路方案。前两段是以 MAX435/436 为核心的固定谐振放大电路，第三段是以 AD603 为核心的可编程增益放大电路。考虑到 ADC603，可以实现 20dB 的转换。这样 MAX435 和 MAX436 两级要放大 74dB，每级需要 37dB。如果信号范围不在 0.1 mv 到 10 mv 之间，则需要通过手动调节可变电阻来实现。由于超声波是窄带信号，从图 4.5 可以看出，在谐振频率下，基本满足每级 37dB 的要求。即使在实践中不满足，也可以通过调整 RSET 或 RL 来实现。因此，利用 MAX435/436 谐振放大器的功能实现超声信号前两级的固定增益放

40、大是可行的。MAX435/436 用于构成放大电路原理图。为了防止过压，应在输入端增加一对二极管进行电路保护。这个电路可以通过谐振放大 1 MHz 的窄带信号。图 12 放大电路原理图 5.7 采样电路的设计 考虑到采样频率等因素，采用 TLC876(ADC 器件，采样频率 fs=20Msps/12bit)的高速信号采集电路采集超声信号的回波。本文设计的采样频率为 1MHz。考虑到整个系统的成本和精度要求，设计图纸如下:使用时，作者将 ADC 芯片的 SEL 引脚接地，使其输入周长最大为 0 5V。由于前级电路AD603 经 MAX512 控制后输出为 2.5 V，需要一个 2.5 V 到 0

41、 5 V 的转换电路，本文作者采用集成运算放大器模块来实现，其原理图如图 4.12 所示。信号经过放大器后，具有Vout=2.5V+Vin，从而完成电压范围的转换。图中使用的运算放大器 IC 为 OPA627，是一款高精度高速运算放大器，其参数在信号带宽方面完全可以满足系统的要求。图 13 13 TLC 876 的应用 5.8 DSP 系统设计 C5509 具有 3216 位指令缓冲队列，可以实现高效的块循环操作；两个 1717 位 MAC单元，可以在一个周期内执行两次 MAC 运算；一个 40 位 ALU，一个 40 位桶形移位器和四个40 位累加器可以执行比 C54 系列 DSP 更高效的

42、算术运算，在 400MHz 晶体振荡器的驱动下可以达到 800MIPS 的性能。以采样率为 44.1kHz 的 MP3 数据流为例，对数据速率为 128kbit/s的 MP3 数据进行解码。霍夫曼解码、IMDCT、子带合成等运算模块。需要消耗 1.3 兆的 CPU 资源。平均每秒 44.6 帧，总运算量为 44.6 1.3=57.98 MIPS，C5509 完全可以满足这个速度要求。C5509 还有 128K16bit 片内 RAM，包括 64KB DARAM、192KB SARAM 和 64KB 片内 ROM。与许多 TMS320 系列 DSP 处理器一样，C5509 采用哈佛结构，有 12

43、 条独立总线，包括 3条数据读总线、2 条数据写总线、5 条数据地址总线、1 条程序读总线和 1 条程序地址总线。这些总线并行地为每个计算单元提供指令和操作码，从而为高速数据操作提供了有力的保障。C5509 提供一个专用的外部存储器接口(EMIF)来控制 DSP 和外部存储器之间的所有数据传输。可与 EMIF 无缝连接的存储器包括:异步存储器(ROM、FLASH、SRAM)、同步突发 SRAM、同步 DRAM(SDRAM)，并可支持可选的 32 位、16 位和 8 位数据访问。在进行 EMIF 编程时，我们必须考虑如何根据实际的外部存储器来分配芯片使能空间。通过 EMIF 接口，主处理器可以将

44、数据和程序放在片外，从而节省片上硬件资源。其次，C5509 具有三个独立的多通道高速缓存串行端口(McBSP)，这使得 C5509 能够与其他 C55xx 系列 DSP、多媒体数字信号编解码器和其他设备高速直接互连。这些 MCBSPs 可以提供全速双工通信，并支持 128 通道收发器。可以选择使用独立的时钟进行接收或发送，字宽为 8、12、16、20、24 位。5.9 可编程逻辑器件方案 FPGA(现场可编程门阵列)和 CPLD(复杂可编程逻辑器件)都是可编程逻辑器件。作者根据现有条件选择了 CPLD。CPLD 在系统中的作用:(1)DSP 和 MCU 之间的解码，实现 DSP 和 MCU 系

45、统的完整性；(2)为具有串行接口的 DAC 提供并串转换功能，使得 DAC 可以直接映射到 DSP 和 MCU 的一个寄存器中，简化了系统对 DAC 的控制；(3)为整个系统设计一个全局控制器，使整个系统协调运行，同时 DSP 可以独占处理流量的计算。000000000000000两片ADC电路时钟DSP接口CPLDSRAM电源电路DAC电路EPROM000000000000RS2320000000图 14 驱动信号产生和信号采集示意图 附件(过程、对象)/*超声波流量计的DSP 编程 许婧时间:2011年 3 月 10 日*/#包含“stdio.h”#包含“math.h”未签名的 iopor

46、t端口 8003；/*AD采集端口*/void kfft(pr，pi，n，k，fr，fi，l，il)int n，k，l，il；double pr，pi，fr，fi；int it，m，is，I，j，nv，l0；双 p，q，s，vr，vi，poddr，poddi for(it=0；it =n-1；it+)m=itis=0；for(I=0；I =k-1；i+)j=m/2；is=2*is+(m-2*j)；m=j；frit=pris；fiit=piis；pr0=1.0；pi0=0.0；p=6.283185306/(1.0*n)；pr1=cos(p)；pi1=-sin(p)；如果(l！=0)pi1=-pi

47、1；for(I=2；I =n-1；i+)p=prI-1*pr1；q=piI-1*pi1；s=(prI-1+piI-1)*(pr1+pi1)；prI=p-q；piI=s-p-q；for(it=0；it =0；l0-)m=m/2；nv=2*nv for(it=0；it =(m-1)*NV；it=it+nv)for(j=0；j =(NV/2)-1；j+)p=prm*j*frit+j+NV/2；q=pim*j*fiit+j+NV/2；s=prm*j+pim*j；s=s*(frit+j+NV/2+fiit+j+NV/2)；poddr=p-q；poddi=s-p-q；frit+j+NV/2=frit+j-

48、poddr；fiit+j+NV/2=fiit+j-poddi；frit+j=frit+j+poddr；fiit+j=fiit+j+poddi；如果(l！=0)for(I=0；I =n-1；i+)frI=frI/(1.0*n)；fiI=fiI/(1.0*n)；如果(il！=0)for(I=0；I =n-1；i+)prI=sqrt(frI*frI+fiI*fiI)；if(fabs(frI)0)piI=90.0；else piI=-90.0；其他 piI=atan(fiI/frI)*360.0/6.283185306；无效总管(无效)int i，n，k=0；双 x128，pr128，pi128，fr

49、128，fi128，mo128；int xm，zm；int*px=(int*)0 x 4000；int*pz=(int*)0 x 4080；n=128 for(；)px=(int*)0 x 4000；/*在此处将数据收集到 0 x4000#如果为 0 for(I=0；i 128i+)*px+=port 8003；#endif px=(int*)0 x 4000；for(I=0；I =n-1；i+)xm=*px xI=XM/32768.0；prI=xI；piI=0；px+；kfft(pr，pi，128，7，fr，fi，0，1)；pz=(int*)0 x 4080；for(I=0；I =n-1；i+)moI=sqrt(frI*frI+fiI*fiI)；zm=(int)(moI*1000.0)；*pz=zm pz+；k+；部分实物图纸:超声波传感器 CPLD 测试系统电路图