交流感应电机矢量控制技术(简).ppt

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1、交流感应电机矢量控交流感应电机矢量控制技术制技术(简简)6.6 异步电动机的动态数学模型和坐标变换异步电动机的动态数学模型和坐标变换 本节提要n问题的提出n异步电动机动态数学模型的性质n三相异步电动机的多变量非线性数学模型n坐标变换和变换矩阵n三相异步电动机在两相坐标系上的数学模型 6.6.0 问题的提出问题的提出 前节论述的基于稳态数学模型的异步电机调速系统虽然能够在一定范围内实现平滑调速，但是，如果遇到轧钢机、数控机床、机器人、载客电梯等需要高动态性能的调速系统或伺服系统，就不能完全适应了。要实现高动态性能的系统，必须首先认真研究异步电机的动态数学模型。6.6.1 异步电动机动态数学模型的

2、性质异步电动机动态数学模型的性质1.直流电机数学模型的性质直流电机数学模型的性质 直流电机的磁通由励磁绕组产生，可以在电枢合上电源以前建立起来而不参与系统的动态过程（弱磁调速时除外），因此它的动态数学模型只是一个单输入和单输出系统。直流电机直流电机模型模型Udnl 直流电机模型变量和参数n输入变量电枢电压 Ud；n输出变量转速 n；n控制对象参数：p机电时间常数 Tm；p电枢回路电磁时间常数 Tl；p电力电子装置的滞后时间常数 Ts。l 控制理论和方法 在工程上能够允许的一些假定条件下，可以描述成单变量（单输入单输出）的三阶线性系统，完全可以应用经典的线性控制理论和由它发展出来的工程设计方法进

3、行分析与设计。但是，同样的理论和方法用来分析与设计交流调速系统时，就不那么方便了，因为交流电机的数学模型和直流电机模型相比有着本质上的区别。2.交流电机数学模型的性质（1）异步电机变压变频调速时需要进行电压（或电流）和频率的协调控制，有电压（电流）和频率两种独立的输入变量。在输出变量中，除转速外，磁通也得算一个独立的输出变量。因为电机只有一个三相输入电源，磁通的建立和转速的变化是同时进行的，为了获得良好的动态性能，也希望对磁通施加某种控制，使它在动态过程中尽量保持恒定，才能产生较大的动态转矩。l多变量、强耦合的模型结构 由于这些原因，异步电机是一个多变量（多输入多输出）系统，而电压（电流）、频

4、率、磁通、转速之间又互相都有影响，所以是强耦合的多变量系统，可以先用右图来定性地表示。A1A2Us1(Is)图6-43 异步电机的多变量、强耦合模型结构 l 模型的非线性（2）在异步电机中，电流乘磁通产生转矩，转速乘磁通得到感应电动势，由于它们都是同时变化的，在数学模型中就含有两个变量的乘积项。这样一来，即使不考虑磁饱和等因素，数学模型也是非线性的。l 模型的高阶性（3）三相异步电机定子有三个绕组，转子也可等效为三个绕组，每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性，再算上运动系统的机电惯性，和转速与转角的积分关系，即使不考虑变频装置的滞后因素，也是一个八阶系统。n总起来说，异步电机的动态数学模型是一

5、个高阶、非线性、强耦高阶、非线性、强耦合的多变量系统合的多变量系统。6.6.2 三相异步电动机的多变量非线性数学模型三相异步电动机的多变量非线性数学模型n 假设条件：假设条件：（1）忽略空间谐波，设三相绕组对称，在空间互差120电角度，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；（2）忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；（3）忽略铁心损耗；（4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。n物理模型物理模型 无论电机转子是绕线型还是笼型的，都将它等效成三相绕线转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数都相等。这样，实际电机绕组就等效成下图所示的三相异步电机的物理模型。三相异步电动机的物

6、理模型ABCuAuBuC1uaubucabc图6-44 三相异步电动机的物理模型 图中，定子三相绕组轴线 A、B、C 在空间是固定的，以 A 轴为参考坐标轴；转子绕组轴线 a、b、c 随转子旋转，转子 a 轴和定子A 轴间的电角度 为空间角位移变量。规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。这时，异步电机的数学模型由下述电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。1.电压方程三相定子绕组的电压平衡方程为 电压方程（续）与此相应，三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为 上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示折算的上角标“”均省略，以下同此。式中Rs,Rr定子和转子绕组

7、电阻。A,B,C,a,b,c 各相绕组的全磁链；iA,iB,iC,ia,ib,ic 定子和转子相电流的瞬时值；uA,uB,uC,ua,ub,uc 定子和转子相电压的瞬时值；电压方程的矩阵形式 将电压方程写成矩阵形式，并以微分算子 p 代替微分符号 d/dt（6-67a）或写成 （6-67b）2.磁链方程 每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，因此，六个绕组的磁链可表达为（6-68a）或写成 （6-68b）l 电感矩阵式中，L 是66电感矩阵，其中对角线元素 LAA，LBB，LCC，Laa，Lbb，Lcc 是各有关绕组的自感，其余各项则是绕组间的互感。实际上，与电机绕组交

8、链的磁通主要只有两类：一类是穿过气隙的相间互感磁通，另一类是只与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通，前者是主要的。l 电感的种类和计算n定子漏感 Lls 定子各相漏磁通所对应的电感，由于绕组的对称性，各相漏感值均相等；n转子漏感 Llr 转子各相漏磁通所对应的电感。n定子互感 Lms与定子一相绕组交链的最大互感磁通；n转子互感 Lmr与转子一相绕组交链的最大互感磁通。由于折算后定、转子绕组匝数相等，且各绕组间互感磁通都通过气隙，磁阻相同，故可认为 Lms=Lmr 自感表达式 对于每一相绕组来说，它所交链的磁通是互感磁通与漏感磁通之和，因此，定子各相自感为（6-69）转子各相自感为（6-70）互感

9、表达式 两相绕组之间只有互感。互感又分为两类：（1）定子三相彼此之间和转子三相彼此之间位置都是固定的，故互感为常值；（2）定子任一相与转子任一相之间的位置是变化的，互感是角位移 的函数。p 第一类固定位置绕组的互感 三相绕组轴线彼此在空间的相位差是120，在假定气隙磁通为正弦分布的条件下，互感值应为，于是（6-71）（6-72）p 第二类变化位置绕组的互感 定、转子绕组间的互感，由于相互间位置的变化（见图6-44），可分别表示为 当定、转子两相绕组轴线一致时，两者之间的互感值最大，就是每相最大互感 Lms。（6-73）（6-74）（6-75）l 磁链方程 将式（6-69）式（6-75）都代入式

10、（6-68a），即得完整的磁链方程，显然这个矩阵方程是比较复杂的，为了方便起见，可以将它写成分块矩阵的形式（6-76）式中（6-77）（6-78）值得注意的是，和 两个分块矩阵互为转置，且均与转子位置 有关，它们的元素都是变参数，这是 系统非线性的一个根系统非线性的一个根源源。为了把变参数转换成常参数须利用坐标变换，后面将详细讨论这个问题。（6-79）l 电压方程的展开形式 如果把磁链方程（6-68b）代入电压方程（6-67b）中，即得展开后的电压方程（6-80）式中，Ldi/dt 项属于电磁感应电动势中的脉变电动势（或称变压器电动势），(dL/d)i 项属于电磁感应电动势中与转速成正比的旋转

11、电动势。3.转矩方程 根据机电能量转换原理，在多绕组电机中，在线性电感的条件下，磁场的储能和磁共能为（6-81）（6-82）而电磁转矩等于机械角位移变化时磁共能的变化率 （电流约束为常值），且机械角位移 m=/np，于是 转矩方程的矩阵形式 将式（6-81）代入式（6-82），并考虑到电感的分块矩阵关系式（6-77）（6-79），得（6-83）又由于 代入式（6-83）得（6-84）转矩方程的三相坐标系形式 以式（6-79）代入式（6-84）并展开后，舍去负号，意即电磁转矩的正方向为使 减小的方向，则（6-85）应该指出，上述公式是在线性磁路、磁动势在空间按正弦分布的假定条件下得出来的，但对定

12、、转子电流对时间的波形未作任何假定，式中的 i 都是瞬时值。因此，上述电磁转矩公式完全适用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电机调速系统。4.电力拖动系统运动方程 在一般情况下，电力拖动系统的运动方程式是（6-86）TL 负载阻转矩；J 机组的转动惯量；D 与转速成正比的阻转矩阻尼系数；K 扭转弹性转矩系数。运动方程的简化形式对于恒转矩负载，D=0，K=0，则（6-87）5.三相异步电机的数学模型 将式（6-76），式（6-80），式（6-85）和式（6-87）综合起来，再加上（6-88）便构成在恒转矩负载下三相异步电机的多变量非线性数学模型，用结构图表示出来如下图所示 异步电机的多变量

13、非线性动态结构图(R+Lp)-1L1()2()1eruiTeTL npJp 它是图6-43模型结构的具体体现，表明异步电机数学模型的下列具体性质：（1）异步电机可以看作一个双输入双输出的系统，输入量是电压向量和定子输入角频率，输出量是磁链向量和转子角速度。电流向量可以看作是状态变量，它和磁链矢量之间有由式（6-76）确定的关系。（2）非线性因素存在于1（）和2（）中，即存在于产生旋转电动势 er 和电磁转矩 Te 两个环节上，还包含在电感矩阵 L 中，旋转电动势和电磁转矩的非线性关系和直流电机弱磁控制的情况相似，只是关系更复杂一些。（3）多变量之间的耦合关系主要也体现在 1（）和2（）两个环节

14、上，特别是产生旋转电动势的1对系统内部的影响最大。6.6.3 坐标变换和变换矩阵坐标变换和变换矩阵 上节中虽已推导出异步电机的动态数学模型，但是，要分析和求解这组非线性方程显然是十分困难的。在实际应用中必须设法予以简化，简化的基本方法是坐标变坐标变换换。1.坐标变换的基本思路 从上节分析异步电机数学模型的过程中可以看出，这个数学模型之所以复杂，关键是因为有一个复杂的 66 电感矩阵，它体现了影响磁链和受磁链影响的复杂关系。因此，要简化数学模型，须从简化磁链关系入手。直流电机的物理模型 直流电机的数学模型比较简单，先分析一下直流电机的磁链关系。图6-46中绘出了二极直流电机的物理模型，图中 F为

15、励磁绕组，A 为电枢绕组，C 为补偿绕组。F 和 C 都在定子上，只有 A 是在转子上。把 F 的轴线称作直轴或 d 轴（direct axis），主磁通的方向就是沿着 d 轴的；A和C的轴线则称为交轴或q 轴（quadrature axis）。图6-46 二极直流电机的物理模型dqFACifiaic励磁绕组电枢绕组补偿绕组 虽然电枢本身是旋转的，但其绕组通过换向器电刷接到端接板上，电刷将闭合的电枢绕组分成两条支路。当一条支路中的导线经过正电刷归入另一条支路中时，在负电刷下又有一根导线补回来。这样，电刷两侧每条支路中导线的电流方向总是相同的，因此，电枢磁动势的轴线始终被电刷限定在 q 轴位置上

16、，其效果好象一个在 q 轴上静止的绕组一样。但它实际上是旋转的，会切割 d 轴的磁通而产生旋转电动势，这又和真正静止的绕组不同，通常把这种等效的静止绕组称作“伪静止绕组”（pseudo-stationary coils）。分析结果 电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消，或者由于其作用方向与 d 轴垂直而对主磁通影响甚微，所以直流电机的主磁通基本上唯一地由励磁绕组的励磁电流决定，这是直流电机的数学模型及其控制系统比较简单的根本原因。交流电机的物理模型 如果能将交流电机的物理模型（见下图）等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可以大大简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。在这里，不同电机

17、模型彼此等效的原则是：在不同坐标下所产生的磁动势完全一致。众所周知，交流电机三相对称的静止绕组 A、B、C，通以三相平衡的正弦电流时，所产生的合成磁动势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速 1 （即电流的角频率）顺着 A-B-C 的相序旋转。这样的物理模型绘于下图a中。（1）交流电机绕组的等效物理模型ABCABCiAiBiCF1a）三相交流绕组 旋转磁动势的产生 然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。（2）等效的两相交流电机绕组Fii1b）两相交流绕组 图b中绘出了两相静止

18、绕组 和 ，它们在空间互差90，通以时间上互差90的两相平衡交流电流，也产生旋转磁动势 F。当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图b的两相绕组与图a的三相绕组等效。（3）旋转的直流绕组与等效直流电机模型1FMTimitMTc）旋转的直流绕组 再看图c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组 M 和 T，其中分别通以直流电流 im 和it，产生合成磁动势 F，其位置相对于绕组来说是固定的。如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转，则磁动势 F 自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图 a 和图 b 中的磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面

19、两套固定的交流绕组都等效了。当观察者也站到铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，M 和 T 是两个通以直流而相互垂直的静止绕组。如果控制磁通的位置在 M 轴上，就和直流电机物理模型没有本质上的区别了。这时，绕组M相当于励磁绕组，T 相当于伪静止的电枢绕组。等效的概念 由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，图a的三相交流绕组、图b的两相交流绕组和图c中整体旋转的直流绕组彼此等效。或者说，在三相坐标系下的 iA、iB、iC，在两相坐标系下的 i、i 和在旋转两相坐标系下的直流 im、it 是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。有意思的是：就图c 的 M、T 两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们

20、是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的的确确是一个直流电机模型了。这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型。现在的问题是，如何求出iA、iB、iC 与 i、i 和 im、it 之间准确的等效关系，这就是坐标变换的任务。2.三相-两相变换（3/2变换）现在先考虑上述的第一种坐标变换在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组、之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称 3/2 变换。下图中绘出了 A、B、C 和、两个坐标系，为方便起见，取 A 轴和 轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有

21、效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。三相和两相坐标系与绕组磁动势的空间矢量 AN2iN3iAN3iCN3iBN2i60o60oCB 设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在、轴上的投影都应相等，写成矩阵形式，得（6-89）考虑变换前后总功率不变，在此前提下，可以证明（见附录2），匝数比应为（6-90）代入式（6-89），得（6-91）令 C3/2 表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则（6-92）三相两相坐标系的变换矩阵 如果三相绕组是Y形联结不带零线，则有 i

22、A+iB+iC=0，或 iC=iA iB。代入式（6-92）和（6-93）并整理后得（6-94）（6-95）按照所采用的条件，电流变换阵也就是电压变换阵，同时还可证明，它们也是磁链的变换阵。3.两相两相旋转变换（2s/2r变换）从上图等效的交流电机绕组和直流电机绕组物理模型的图 b 和图 c 中从两相静止坐标系到两相旋转坐标系 M、T 变换称作两相两相旋转变换，简称 2s/2r 变换，其中 s 表示静止，r 表示旋转。把两个坐标系画在一起，即得下图。l 两相静止和旋转坐标系与磁动势（电流）空间矢量 it siniFs1imcosimimsinitcosiitMT 图中，两相交流电流 i、i 和

23、两个直流电流 im、it 产生同样的以同步转速1旋转的合成磁动势 Fs 。由于各绕组匝数都相等，可以消去磁动势中的匝数，直接用电流表示，例如 Fs 可以直接标成 is。但必须注意，这里的电流都是空间矢量，而不是时间相量。M，T 轴和矢量 Fs（is）都以转速 1 旋转，分量 im、it 的长短不变，相当于M，T绕组的直流磁动势。但、轴是静止的，轴与 M 轴的夹角 随时间而变化，因此 is 在、轴上的分量的长短也随时间变化，相当于绕组交流磁动势的瞬时值。由图可见，i、i 和 im、it 之间存在下列关系 2s/2r变换公式写成矩阵形式，得（6-96）（6-97）是两相旋转坐标系变换到两相静止坐标

24、系的变换阵。式中 两相旋转两相静止坐标系的变换矩阵 对式（6-96）两边都左乘以变换阵的逆矩阵，即得 (6-98)(6-99)则两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的变换阵是 电压和磁链的旋转变换阵也与电流（磁动势）旋转变换阵相同。两相静止两相旋转坐标系的变换矩阵is(Fs)1simitMT 令矢量 is 和M轴的夹角为 s ，已知 im、it，求 is 和 s，就是直角坐标/极坐标变换，简称K/P变换。4.直角坐标/极坐标变换（K/P变换）显然，其变换式应为（6-100）（6-101）当 s 在 0 90之间变化时，tans 的变化范围是 0 ，这个变化幅度太大，很难在实际变换器中实现，因此常

25、改用下列方式来表示 s 值 （6-102）式（6-102）可用来代替式（6-101），作为 s 的变换式。这样6.6.4 三相异步电动机在两相坐标系上的三相异步电动机在两相坐标系上的 数学模型数学模型 前已指出，异步电机的数学模型比较复杂，坐标变换的目的就是要简化数学模型。第6.6.2节的异步电机数学模型是建立在三相静止的ABC坐标系上的，如果把它变换到两相坐标系上，由于两相坐标轴互相垂直，两相绕组之间没有磁的耦合，仅此一点，就会使数学模型简单了许多。1.异步电机在两相任意旋转坐标系（dq坐 标系）上的数学模型 两相坐标系可以是静止的，也可以是旋转的，其中以任意转速旋转的坐标系为最一般的情况，

26、有了这种情况下的数学模型，要求出某一具体两相坐标系上的模型就比较容易了。变换关系 设两相坐标 d 轴与三相坐标 A 轴的夹角为 s，而 ps=dqs 为 d q 坐标系相对于定子的角转速，dqr 为 dq 坐标系相对于转子的角转速。ABCFsdqssdq 要把三相静止坐标系上的电压方程（6-67a）、磁链方程（6-68a）和转矩方程（6-85）都变换到两相旋转坐标系上来，可以先利用 3/2 变换将方程式中定子和转子的电压、电流、磁链和转矩都变换到两相静止坐标系、上，然后再用旋转变换阵 C2s/2r 将这些变量变换到两相旋转坐标系 dq 上。变换过程 具体的变换运算比较复杂，此处从略，需要时可参

27、看附录3。ABC坐标系 坐标系dq坐标系3/2变换C2s/2r（1）磁链方程 dq坐标系磁链方程式（附3-8）为 或写成（6-103a）（6-103b）dq坐标系转子等效两相绕组的自感。式中 dq坐标系定子与转子同轴等效绕组间的互感；dq坐标系定子等效两相绕组的自感；注意：两相绕组互感 是原三相绕组中任意两相间最大互感（当轴线重合时）的3/2倍，这是因为用两相绕组等效地取代了三相绕组的缘故。异步电机变换到dq坐标系上的物理模型示于下图，这时，定子和转子的等效绕组都落在同样的两根轴d和q上，而且两轴互相垂直，它们之间没有耦合关系，互感磁链只在同轴绕组间存在，所以式中每个磁链分量只剩下两项，电感矩

28、阵比ABC坐标系的 66 矩阵简单多了。异步电机在两相旋转坐标系dq上的物理模型 dqsdqdrirdisdirqusddsqrqsurdurqusqisq图6-50 异步电动机在两相旋转坐标系dq上的物理模型（2）电压方程 在附录3-2中得到的dq坐标系电压方程式式（附3-3）和式（附3-4），略去零轴分量后，可写成（6-104）将磁链方程式（6-103b）代入式（6-104）中，得到 dq 坐标系上的电压电流方程式如下（6-105）对比式（6-105）和式（6-67a）可知，两相坐标系上的电压方程是4维的，它比三相坐标系上的6维电压方程降低了2维。在电压方程式（6-105）等号右侧的系数矩

29、阵中，含 R 项表示电阻压降，含 Lp 项表示电感压降，即脉变电动势，含 项表示旋转电动势。为了使物理概念更清楚，可以把它们分开写即得（6-106a）令旋转电动势向量 则式（6-106a）变成（6-106b）这就是异步电机非线性动态电压方程式。与第6.6.2节中ABC坐标系方程不同的是：此处电感矩阵 L 变成 4 4 常参数线性矩阵，而整个电压方程也降低为4维方程。其中 电机转子角速度。（3）转矩和运动方程 dq坐标系上的转矩方程为（6-107）运动方程与坐标变换无关，仍为（6-87）式（6-103a）、式（6-104）或式（6-105），式（6-107）和式（6-87）构成异步电机在两相以任

30、意转速旋转的dq坐标系上的数学模型。它比ABC坐标系上的数学模型简单得多，阶次也降低了，但其非线性、多变量、强耦合的性质并未改变。2.异步电机在 坐标系上的数学模型 在静止坐标系、上的数学模型是任意旋转坐标系数学模型当坐标转速等于零时的特例。当 dqs=0时，dqr=-，即转子角转速的负值，并将下角标 d，q 改成 、，则式（6-105）的电压矩阵方程变成（6-108）（6-109）而式（6-103a）的磁链方程改为 利用两相旋转变换阵 C2s/2r，可得 式（6-108）式（6-110）再加上运动方程式便成为 、坐标系上的异步电机数学模型。这种在两相静止坐标系上的数学模型又称作Kron的异步

31、电机方程式或双轴原型电机（Two Axis Primitive Machine）基本方程式。（6-110）代入式（6-107）并整理后，即得到、坐标上的电磁转矩 3.异步电机在两相同步旋转坐标系上的数学模型 另一种很有用的坐标系是两相同步旋转坐标系，其坐标轴仍用d，q表示，只是坐标轴的旋转速度 dqs 等于定子频率的同步角转速 1。而转子的转速为 ，因此 dq 轴相对于转子的角转速 dqr=1-=s，即转差。代入式（6-105），即得同步旋转坐标系上的电压方程 在二相同步旋转坐标系上的电压方程 （6-111）磁链方程、转矩方程和运动方程均不变。两相同步旋转坐标系的突出特点是，当三相ABC坐标系

32、中的电压和电流是交流正弦波时，变换到dq坐标系上就成为直流。6.7 基于动态模型按转子磁链定向的基于动态模型按转子磁链定向的 矢量控制系统矢量控制系统本节提要本节提要n矢量控制系统的基本思路p 概 述 上一节中表明，异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标变换，可以使之降阶并化简，但并没有改变其非线性、多变量的本质。需要高动态性能的异步电机调速系统必须在其动态模型的基础上进行分析和设计，但要完成这一任务并非易事。经过多年的潜心研究和实践，有几种控制方案已经获得了成功的应用，目前应用最广的就是按转子磁链定向的矢量控制系统。6.7.1 矢量控制系统的基本思路矢量控制系

33、统的基本思路 在第6.6.3节中已经阐明，以产生同样的旋转磁动势为准则，在三相坐标系上的定子交流电流 iA、iB、iC，通过三相/两相变换可以等效成两相静止坐标系上的交流电流 i、i，再通过同步旋转变换，可以等效成同步旋转坐标系上的直流电流 im 和 it。如果观察者站到铁心上与坐标系一起旋转，他所看到的便是一台直流电机，可以控制使交流电机的转子总磁通 r 就是等效直流电机的磁通，则M绕组相当于直流电机的励磁绕组，im 相当于励磁电流，T 绕组相当于伪静止的电枢绕组，it 相当于与转矩成正比的电枢电流。把上述等效关系用结构图的形式画出来，便得到下图。从整体上看，输入为A，B，C三相电压，输出为

34、转速 ，是一台异步电机。从内部看，经过3/2变换和同步旋转变换，变成一台由 im 和 it 输入，由 输出的直流电机。图6-52 异步电动机的坐标变换结构图3/2三相/两相变换;VR同步旋转变换;M轴与轴（A轴）的夹角 3/2VR等效直流等效直流电机模型电机模型ABC iAiBiCit1im1ii异步电动机异步电动机 异步电机的坐标变换结构图 既然异步电机经过坐标变换可以等效成直流电机，那么，模仿直流电机的控制策略，得到直流电机的控制量，经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电机了。由于进行坐标变换的是电流（代表磁动势）的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫作矢量控制系统（Vecto

35、r Control System），控制系统的原理结构如下图所示。矢量控制系统原理结构图 控制器控制器VR-12/3电流控制电流控制变频器变频器3/2VR等效直流等效直流电机模型电机模型+i*m1i*t1 1i*1i*1i*Ai*Bi*CiAiBiCi1i1im1it1反馈信号异步电动机给定信号 图6-53 矢量控制系统原理结构图 在设计矢量控制系统时，可以认为，在控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换器与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再忽略变频器中可能产生的滞后，则图6-53中虚线框内的部分可以完全删去，剩下的就是直流调速系统了。设计控制器时省略

36、后的部分控制器控制器VR-12/3电流控制电流控制变频器变频器3/2VR等效直流等效直流电机模型电机模型+i*m1i*t1 1i*1i*1i*Ai*Bi*CiAiBiCi1i1im1it1反馈信号异步电动机给定信号 可以想象，这样的矢量控制交流变压变频调速系统在静、动态性能上完全能够与直流调速系统相媲美。6.7.2 磁场定向的含义磁场定向的含义n问题的提出 上述只是矢量控制的基本思路，其中的矢量变换包括三相/两相变换和同步旋转变换。在进行两相同步旋转坐标变换时，只规定了d，q两轴的相互垂直关系和与定子频率同步的旋转速度，并未规定两轴与电机旋转磁场的相对位置，对此是有选择余地的。n 按转子磁链定

37、向 现在d轴是沿着转子总磁链矢量的方向，并称之为 M（Magnetization）轴，而 q 轴再逆时针转90，即垂直于转子总磁链矢量，称之为 T（Torque）轴。这样的两相同步旋转坐标系就具体规定为 M，T 坐标系，即按转子磁链定向（Field Orientation）的坐标系。n 按定子磁链定向 现在d轴是沿着定子总磁链矢量的方向，并称之为 M（Magnetization）轴，而 q 轴再逆时针转90，即垂直于定子总磁链矢量，称之为 T（Torque）轴。这样的两相同步旋转坐标系就具体规定为 M，T 坐标系，即按定子子磁链定向（Field Orientation）的坐标系。n 其他定向方式 按气隙磁场定向 按电网电压定向