交错双管正激变换器的研究--大学论文.doc

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1、分类号_ 密级_U D C _硕士学位论文交错双管正激变换器的研究学位申请人： 李建婷学科专业： 电力电子与电力传动指导教师： 熊 蕊 教授 论文答辩日期 学位授予日期 答辩委员会主席 评阅人 51A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the RequirementsFor the Degree of Master of EngineeringResearch on Interleaved Two Transistor Forward converterCandidate:Li Jianting Major:Power Electronics

2、 & Electrical DriveSupervisor:Prof. Xiong Rui Huazhong University of Science and TechnologyWuhan, Hubei P.R. China 430074April, 2005独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律效果由本人承担。 学位论文作者签名：李建婷 日期： 2006年 4

3、月 21 日学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。保密，在 年解密后适用本授权书。不保密。 本论文属于 （请在以上方框内打“”） 学位论文作者签名：李建婷 指导教师签名： 日期：2006 年4月20日 摘 要高功率密度、高可靠性和高稳定性是现代电力电子功率变换器不断追求的目标，功率因数校正和双管正激技术为此提供了有效的方法。因此本文介绍了

4、一种前端带功率因数校正的交错并联双管正激变换器。本文介绍了谐波对电网的危害，提出了几种抑制措施，阐述了功率因数校正电路的工作原理，给出了基于平均电流控制芯片UC3854BN控制的主电路以及控制系统的设计过程。本文对DC/DC几种基本拓扑进行了比较，阐述了四种PWM反馈控制模式，接着分析了交错并联双管正激变换器主电路拓扑的工作原理及其变压器的工作过程，然后对平均电流控制方式和峰值电流控制方式进行了分析比较。着重对峰值电流模式的优缺点进行了论述，论述了斜坡补偿的作用。并对系统采用UC2846这种峰值电流控制芯片进行了介绍，详细推导了Buck电路采用了加有斜坡补偿的峰值电流模式的小信号模型，并对其进

5、行了频域仿真，最后给出了系统的主电路和控制电路设计过程。实验结果表明，前端采用功率因数校正的交错并联双管正激电路，既可以实现输入电流对输入电压的跟踪，降低输入电流畸变，减小对电网的污染；而且后级电路能够提高变换器的等效频率，减小输出电流脉动。电路稳定可靠，具有一定的实用性。关键词：功率因数校正 双管正激 交错并联 电流模式 斜坡补偿AbstractHigh power density as well as high reliability has always been the goal to pursue in the field of moden electric power conver

6、ters, Power Factor Correction(PFC) and two transistor forward provide an effective way. So, this paper presents a interleaved two transistor forward with PFC ahead.This paper introduces the bad effect of harmonic, then put forward several restraining method and illustrate the principle of PFC, final

7、ly presents the designing processing of the main circuits and the control system with the average current mode control using chip UC3854BN.This paper compares the few basic DC/DC converter, illustrating four kinds of PWM feedback control method, analyzing the principle of interleaved two transistor

8、forward and the performance of its transformer, comparing the average current control and the peak current control, emphasizing the advantages and the disadvantages of the peak current. Furthermore, it introduce the chip UC2846 which uses peak current control method, deduce the signal model of the B

9、uck circuit using peak current mode control with slope compensation in detail, then make frequency domain simulation to the model, at last carry out the design process of the system.The experimental results indicate that the interleaved two transistor forward with PFC ahead can not only make the inp

10、ut current follow the input voltage, reduce the distortion of the input current, restrain the pollution to the power system, but also can increase the output equivalent frequency, reduce the output ripple. The circuit is stable and highly reliable, thus, it is usable.Keywords: power factor correctio

11、n two transistor forward interleaving current mode slope compensation目 录1 绪 论11.1 引言11.2 DC/DC变换拓扑21.3 PWM反馈控制模式41.4 功率因数校正（PFC）技术概述81.5 本文研究的主要内容102 工作原理分析及小信号模型分析112.1 本章分析双管正激变换器稳态工作原理。112.2电压电流应力分析142.3 小信号模型分析152.4 控制电路数学模型的建立173 系统参数设计233.1 功率校正因数校正环节参数设计及器件选择233.2 交错双管正激电路设计及器件选择324 频域仿真与实验结果

12、分析384.1控制系统频域仿真384.2实验波形及结果分析414.3 本章小结455 全文总结46致 谢47参 考 文 献48附录.攻读硕士学位期间发表的论文511 绪 论1.1 引言开关电源以其很多显著的优点正被越来越广泛的应用于国民生产的各个领域。这些优点体现于以下方面：（1）效率高，开关稳压电源调整开关管工作在开关状态，在截止期间，开关管无电流，因此不消耗功率，可大大提高效率，通常可达到80以上，而传统的调整串连型稳压电源的晶体管一直工作在放大区，全部负载电流都通过晶体管，功耗就较大，因而效率很低，一般只在50左右。（2）由于开关管在开关状态，功率消耗小，不需要采用大散热器。而且功耗小使

13、得机内温升低，周围元件不会长期工作在高温环境下而损坏，有利于提高整机的可靠性和稳定性。（3)稳压范围宽，当开关稳压电源输入的交流电压在90270范围内变化时，都能达到很好的稳压效果，输出电压的变化在2以下。而且在输入电压发生变化时，始终能保持稳压电路的高效率。因此开关稳压电源适用于电网电压波动很大的地区。（4）体积小重量轻。开关电源可将电网输入的交流电压直接整流，再通过脉冲变压器获得各组不同的脉冲电压，这样就可省去笨重的工频变压器，节省了大量漆包线和硅钢片，使电源的体积大大缩小，重量减轻。（5）安全可靠。开关稳压电路一般都具有自动保护电路，当稳压电路、高压电路、负载等出现故障或短路时，能自动切

14、断电源，保护功能灵敏可靠1 2。而随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通和家庭中的应用日益广泛，而谐波所造成的危害也日益严重。谐波使电能的生产、传输和利用的效率降低，使得电气设备过热、产生振动和噪声并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。谐波可引起电力系统局部并联谐振或串连谐振，使谐波含量放大，造成电容器等设备烧毁，在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的叠加，使得中线过流而损坏。谐波还会引起继电保护和自动装置误动作，使电能计量出现混乱。谐波对通讯设备和电子设备会产生严重的干扰4。为了解决电力电子装置的谐波污染问题，基本思路有两条：一是装设谐波补偿装置来补偿

15、谐波；另一条是对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数可控。对于新型的电力电子设备，多采用后一种思路，即加入功率因数校正器，它的原理就是在整流器与负载直接接入DC-DC开关变换器，应用电流反馈技术，使得输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可使得输入端电流接近正弦，从而使得输入端的谐波畸变率THD小于5，而功率因数可以提高到0.99或更高。1.2 DC/DC变换拓扑1.2.1 基本DC/DC拓扑(a) Buck变换器 (b) Boost变换器 (c) 反激变换器(d) 正激变换器(e) 双管正激变换器(f) 交错并联双管正激变换器图1.1 几种DC/DC变换器拓扑基本DC/D

16、C变换器拓扑主要有Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器、Cuk变换器、Sepic变换器和Zeta变换器以及其演变的隔离型的变换器等，其中最见的是Buck和Boost变换器及其演变出来的正激和反激变换器。Buck变换器如图1.1（a）所示，它是一种单管、非隔离式直流变换器，其输出电压小于或等于输入电压，其输出端有滤波电感，所以输出电流脉动小，但是输入端电流脉动大。Boost变换器如图1.1（b）所示，它是输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器，所用的器件与Buck变换器的相同。与Buck变换器不同的是其电感接在输入端，所以输入端电流脉动小，适合于需对输入电流波形进行控

17、制的场合，比如功率因数校正（PFC）。反激变换器如图1.1（c）所示，与一般的变压器不一样，反激变换器的变压器实际上为耦合电感，它起着输入输出隔离和储存能量的作用。反激变换器所用元器件少，电路简洁，特别适合于多输出场合。但是存在如下一些缺点：由于变换器输出能量都是在开关关断时从变压器储能中提供的，因此变换器的输出功率受到变压器储能的限制，只适合于小功率应用场合；变换器的输出电压脉动大；多路输出不易获得良好的交叉调节特性；反激变换器的小信号模型中有一个右半平面的零点，给闭环稳定带来了困难；变换器的开关电压应力与变换器的最大工作占空比有关，有时会达到34倍的输入电压。正激变换器如图1.1（d）所示

18、，实际上是在Buck变换器中插入隔离变压器而成，与反激变换器相比正激变换器的变压器增加了一个复位绕组，并在该复位绕组回路中增加了复位二极管D3，副边增加了输出滤波电感和续流二极管。在工作原理上，正激变换器与反激变换器有着本质的区别，其变压器不再起到电感作用，而是一个完全意义上的变压器，只起输入输出隔离和电压变换的作用，只储存变压器激磁所需的少量能量。原边通过复位绕组和复位二极管对变压器对变压器磁芯进行磁复位，将变压器激磁时储存的能量回馈到输入端。正激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、容易实现多路输出等优点，广泛应用于中、小功率变换场合。但是该变换器有一个固有的缺陷，就是变压器必须磁复位，否

19、则变压器的磁通将不断增加，最后导致磁芯饱和。1.2.2 双管正激由于正激变换器的输出功率不像反激变换器那样受变压器储能的限制，因此输出功率比反激变换器大，但是正激变换器的开关电压应力高，为两倍输入电压，有时甚至超过两倍输入电压，过高的开关电压应力成为限制正激变换器容量继续增加的一个关键因素。为了降低开关的电压应力，可以采用双管正激变换器，如图1.1（e）所示。双管正激变换器克服了正激变换器中开关电压应力高的缺点，而且不需要采用特殊的复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位。更重要的是，与全桥变换器或板桥变换器相比，它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串连组成，因此从结构上说，它不存在桥臂直通

20、的问题，可靠性高，这是这种变换器的一个最显著的优点。正是因为具有了这个优点，它成为目前在工业应用中最普遍的变换器结构之一，适合于中等功率场合，特别是输出电压较低的应用场合，比如通信系统中的一次电源和一些弧焊电源。但是双管正激变换器也有自身的一些弱点。为了保证变压器可靠完成磁复位，变换器的工作占空比只能小于50，因此为了获得相同的输出电压，必须提高变压器的变比，从而使变换器副边整流电路中的二极管电压应力提高，特别是在考虑到副边续流二极管的反向恢复特性后，这往往成为制约副边整流电路设计的主要因素，这是这种变换器不适合高输出电压场合的主要原因。占空比不高带来的另外一个问题是变换器的输出电流和电压脉动

21、大，需要增大滤波器的体积。另外由于二极管存在于变压器的去磁回路中，因此变压器的磁芯只能工作在磁化曲线的第一象限，虽然能够减小变压器的损耗，但是降低了变压器的利用率，增大了变压器的体积。1.2.3 交错双管正激如图1.1（f）所示，在双管正激变换器的基础之上，可以实现多路双管正激的交错并联，从而能够进一步获得更优的性能，表现为：在同样工作频率下，与双管正激变换器相比，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，减小了输出滤波电感的体积；副边整流侧电压的等效占空比增加一倍，提高了电路的响应，并有利于驱动电路的设计，在同样输出电压的情况下，整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于续流管的选择；每个并联支

22、路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，减轻了散热设计的难度；输入电流脉动频率提高一倍，减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。两路双管正激变换器相当于一个全桥电路，所用的器件数量基本相同，但是交错并联双管正激变换器克服了全桥变换器的变压器偏磁、桥臂直通和控制驱动复杂等缺点。1.3 PWM反馈控制模式7 8PWM开关稳压（或稳流）电源的基本工作原理就是在输入电压、内部参数以及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。目前主要有以下几种PWM控制方法：1.3.1

23、电压控制模式电压模式控制如图1.2（a）只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制方法，即将由电压误差放大器采样、放大的慢变化的直流信号与恒定平率的三角波上斜坡进行比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路中具有较大的输出电容C及电感L的相移延时作用，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时作用是暂态响应慢的主要因素。电压模式控制的优点是：PWM三角波的幅值较大，在进行脉冲宽度调节时具有较大的抗噪声裕量；占空比调节不受限制；对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好；单一反馈电压闭环设计、调试比较容易；

24、对输出负载的变化有较好的响应调节作用。电压模式控制的缺点如下：对输入电压变化的动态响应较慢；补偿网络的设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂；输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要对主极点进行低频衰减，或者增加一个零点进行补偿；在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为复杂。改善电压模式控制瞬态响应速度的方法有两种：一是增大电压误差放大器的带宽，保证其具有一定的高频增益，但是这样容易受高频开关噪声的影响，需要在主电路及反馈控制电路中采取措施进行抑制或进行同相位衰减平滑处理；二是采用电压前馈模式控制PWM技术，用输入电压对电容和电阻充电产生的具有可变上斜坡的

25、三角波取代传统电压模式控制PWM中振荡器产生的固定三角波。此时，输入电压的变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法可明显提高对输入电压变化的瞬态响应速度。对输入电压的前馈控制是开环控制，而对输出电压的控制是闭环控制，目的是增大对输入电压变化的动态响应速度，是一个由开环和闭环构成的双环系统。1.3.2峰值电流模式控制峰值电流模式控制如图1.2（b）简称电流模式控制。误差电压信号送至PWM比较器后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号比较，然后得到PWM脉冲宽度。因此电流模式控制不是用电

26、压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流的大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流的大小，而平均电感电流的大小是惟一决定输出电压大小的因素。可以证明，将电感电流下斜坡斜率的至少一半加在实际检测电流的上斜坡上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而，合成波形信号要由

27、斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度时，峰值电流模式控制就会转化成为电压模式控制。因为，若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小时，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。如果处于空载状态，输出电流为零且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制实际上就变为电压模式控制了。峰值电流模式控制是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级的电流源。在该双环控制中，电流内环只

28、负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比电压模式控制大得多的带宽。峰值电流模式控制PWM的优点为：暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均较快；控制环易于设计；输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相媲美；具有简单、自动的磁通平衡功能；具有瞬时峰值电流限流功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能；具有自动均流并联功能。峰值电流模式控制PWM的缺点为：具有占空比大于50的开环不稳定形，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；闭环响应不如平均电流模式控制理想；容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50，

29、也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿；对噪声敏感，抗噪声性能差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡；电路拓扑受限制；对多路输出电源的交互调节性能不好。1.3.3平均电流模式控制PWM如图1.2（c）所示为平均电流模式控制PWM的原理图。将误差电压Ue接至电流误差信号放大器的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号Ucp。带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号Ui接至电流误差信号放大器的反相端，代表跟踪电流编程信号Ucp的实际电感平均电流。Ui与

30、Ucp的差值经过电流放大器放大后，得到平均电流跟踪误差信号Uca。再由Uca及三角锯齿波信号Us通过比较器比较得到PWM关断时刻。Uca的波形与Ui的波形反相，所以是由Uca的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波Us的上斜坡比较产生关断信号的。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca的上斜坡不能超过三角锯齿波信号Us的上斜坡。平均电流模式控制的优点是：平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号；不需要斜坡补偿；调试好的电路抗噪声性能优越；适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制；易于实现均流。平均电流模式控制的缺点是：电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；双闭环放

31、大器的带宽、增益等配合参数设计、调试复杂。1.3.4滞环电流模式控制PWM滞环电流模式控制PWM即可以为变频调制，也可以为定频调制。图1.2（d）所示为变频调制的滞环电流模式控制PWM。将电感电流信号与两个电压值进行比较，第一个较大的控制电压值Uc由输出电压与基准电压的差值放大得到，它控制开关器件的关断时刻；第二个较小的电压值Uch由控制电压Uc减去一个固定电压值Uh得到，Uh为滞环带，Uch控制开关器件的开启时刻。滞环电流模式控制是由输出电压值Uo、控制电压值Uc及Uch三个电压值确定一个稳定状态的，比电流模式控制多一个控制电压值Uch，去除了发生次谐波振荡的可能性。滞环电流控制模式的优点为

32、：不需要斜坡补偿；稳定性好，不容易因噪声发生不稳定振荡；滞环电流控制模式的缺点为：需要对电感电流进行全周期的检测和控制；变频控制容易产生变频噪声。（a）电压模式控制（b）峰值电流控制模式（c）平均电流控制模式（d） 滞环电流控制模式图1.2 几种PWM反馈控制模式1.4 功率因数校正（PFC）技术概述 1.4.1 电网谐波的产生与抑制 理想的公用电网所提供的电压是单一的，且频率恒定。由于与电网相连的离线设备呈现各种各样的负载特性，从而使电网电流产生畸变，电网电流的畸变由于电网阻抗反过来使电网电压产生畸变，造成电网的谐波污染。谐波的存在，对供电系统有很大的危害，轻则减少系统的效率，重则影响设备乃

33、至电力、通信系统正常运行。如何消除和抑制谐波对电网的污染，已成为当今世界的重要研究课题。目前已广泛使用的抑制谐波电流的主要方法有以下几种9：（1）多脉整流:利用多绕组变压器各绕组间的相移，使某次谐波在变压器一次侧相互迭加而抵消。这种方案对于变压器具有平衡负载的情况下，对输入端低次谐波的减小是有效的，但它需要装设具有特殊结构的专用变压器，仅适用于大容量或超大容量的整流负载。（2）无源滤波法： LC滤波器是传统的补偿无功和抑制谐波的主要手段。由于它成本低、技术成熟,仍然是目前采用得最为广泛的谐波抑制手段。但存在易和系统发生并联谐振而导致谐波放大等缺点。（3）有源滤波法：有源滤波器的思路是给谐波电流

34、或谐波电压提供一个在谐振频率处等效导纳为无穷大的并联网络或等效阻抗无穷大的串联网络。采用有源滤波器(APF)进行谐波补偿成为谐波抑制的一个重要趋势，己在日本及一些欧美国家获得应用，但是成本比较大，控制过程复杂。（4）有源功率因数校正法：它利用有源开关式AC/DC变换技术，直接使输入电流成为与电网电压同相位的正弦波。这种方法对技术要求较高，但功率因数校正效果好，故该技术应用比较普遍。1.4.2 功率因数校正器的工作模式与控制方法根据电感电流是否连续, PFC分为不连续导通模式(DCM)和连续导通模式(CCM)。DCM的控制可以采用恒频、变频、等面积等多种方式。 DCM 控制又称电压跟踪方法,它是

35、PFC中简单而实用的一种控制方式,应用较为广泛。DCM 控制模式的特点：输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率；功率管实现零电流开通( ZCS)且不承受二极管的反向恢复电流；输入输出电流纹波较大，对滤波电路要求高；峰值电流远高于平均电流,器件承受较大的应力；单相PFC功率一般小于200W ,三相PFC功率一般小于10kW。 CCM 相对DCM其优点为: 输入和输出电流纹波小、电流畸变率和EMI小、滤波容易； 平均电流小、器件导通损耗小；适用于大功率应用场合。常用的控制ACDC开关变换器实现APFC的方法有三种，即峰值电流控制、电流滞环控制、平均电流控制。它们的输入电流波形分别如图1.3(a

36、)、(b)、(c)所示。图1.3(a)中，开关管在恒定的时钟周期导通。当输入电流上升到基准电流时，开关管关断，采样电流来自开关电流或电感电流。因为输入正弦电压从零变化到峰值，占空比变化大，峰值电流控制的次谐波振荡问题在功率因数校正上尤为突出，即使斜率补偿后仍然不太理想。在PFC中，这种控制方法趋于淘汰。滞环电流控制(图1.3b所示)是一种简单的Bangbang控制,它将电流控制与PWM调制合为一体。结构简单，实现容易，且具有很强的鲁棒性和快速动态响应能力。但由于开关周期是变化的，不利于滤波器的优化设计。平均电流控制(图1.3c所示)将电感电流信号与锯齿波信号相加，当两信号之和超过基准电流时，开

37、关管关断，当其和小于基准电流时，开关管导通。取样电流来自实际输入电流而不是开关电流。平均电流控制是在开关电源中形成电流内环，以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现将平均电流法应用于功率因数调节，以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准；并且电流环调节输入电流平均值，使与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化，通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。由于电流环有较高的增益带宽，使跟踪误差产生的畸变小于1，

38、容易实现接近于1的功率因数11 12 13。(a) 峰值电流控制的输入电流(b) 滞环电流控制的输入电流(c) 平均电流控制的输入电流图1.3 三种电流控制的输入电流波形由于电流环有较高的增益带宽，因此平均值电流控制具有跟踪误差小、瞬态特性较好、THD和EMI小、对噪声不敏感、开关频率固定、适用于大功率应用场合等优点,是目前PFC中应用最多的一种控制方式。1.5 本文研究的主要内容 本文简要地介绍了PFC技术的发展背景及其工作原理，给出了基于平均电流控制芯片UC3854BN的系统的设计过程。本文对DC/DC基本变换器进行了简单的分析比较，接着对PWM反馈控制的几种控制模式进行了分析比较，然后对

39、交错并联双管正激变换器进行了稳态原理分析，建立了系统的小信号模型，继而给出了系统中主要参数的设计和选取，最后对系统进行了仿真及实验波形分析。2 工作原理分析及小信号模型分析2.1 本章分析双管正激变换器稳态工作原理。主要从两个方面展开。（1）变换器的磁化过程，由于交错并联双管正激变换器的变压器有个短暂的反向磁化的过程，这是单路双光正激变换器的变压器所没有的一个过程，因此这里对这个磁化过程进行了详细的分析；（2）变换器输入输出的基本关系以及电路中各个器件的电压电流应力关系，为后章节选取电路各器件的设计选取提供依据。分析前做如下一些假设： 所有半导体器件均为理想器件； Lf足够大，在一个开关周期中

40、，其电流基本保持不变，这样Lf和Cf以及负载电阻可以看成一个电流为Io的恒流源； 变换器工作在稳态。图2.1 交错并联双管正激变换器如图2.1所示，S1、S2、D1、D2与副边拓扑构成一路双管正激变换器，S3、S4、D3、D4与副边拓扑构成另一路双管正激变换器，D5、D6分别为这两路变换器的副边整流二极管，D7为续流二极管。Lf、Cf为输出滤波电感和滤波电容。Cs1Cs4分别为S1S4的漏源结电容，变压器原副边匝比为Kn1：n2。模态1t0t1 15 16 17在t0时刻前，S1、S2、D1、D2上电压均为（1/2）Vin，S3、S4上电压均为Vin，负载电流Io通过D7续流，D3、D4导通，

41、磁化电流减小，T2铁心磁复位，to时刻，S1、S2开通，D1、D2、S3、S4仍截至，D3、D4仍导通，T2励磁电流继续通过D3、D4续流，线性减小，回馈电源，D7关断，D5导通，电源通过T1给副边传输能量。T1磁化电流从零线性上升， （a）t0t1 (b) t1t2 (c)t2t3 (d)t3t4 (e)t4t5 (f)t5t6图2.2 交错双管正激稳态开关模态分析 ， （2-1）式中，、分别为T1、T2原边磁化电感，为S1、S2开通时刻（t0时刻）对应另一路T2的励磁电流值。这一段时间内D1、D2、S3、S4上承受的电压均为Vin。D6承受两倍的变压器副边电压。模态2t1t2t1时刻，励磁

42、电流为零，D3、D4自然关断，此时T2原边磁化电感、漏感、S3、S4漏源结电容Cs3、Cs4开始谐振。反向流动，给S3、S4漏源结电容放电，如果Vds3（Vds4）下降到零，因S3、S4体二极管导通，Vds3（Vds4）将被 图2.3 交错并联双管正激变换器的主要波形嵌位为零。这一时段因为另一路中S1、S2导通，使得D7上的电压被嵌为Vin/K，而T2副边电压不会超过Vin/K，因而不会出现单路双管正激副边嵌位为零的情况，所以在T2绕组上（端）出现正压。对应有： （2-2）， （2-3）其中，。这一时段D3、D4上的电压，t2时刻， （2-4）， （2-5）模态3t2t3t2时刻，S1、S2关

43、断，D1、D2开通续流，T1磁化电流从正向最大值线性下降， （2-6）此模态的时间长度为：。D5关断，D7开通，负载电流Io经D7续流。此时，T2原边继续谐振，因此时T2绕组（端）电压为正，使得D6、D7同时导通，把T2副边嵌为零，从而谐振回路变为T2漏感与S3、S4结电容的谐振，释放漏感能量，使得T2磁化电流到零，、迅速上升Vin/2，之后保持在Vin/2，直到下一开关状态。模态4t3t4T1磁化电流继续线性下降，到t4时下降为零 （2-7）其中。模态5和模态6t4t5t6在上重复谐振的过程。在t6时刻时，S1、S2再次开通，开始下一个周期。2.2电压电流应力分析（1）交错并联双管正激变换器

44、公用副边一个续流管，从副边续流管端来看，其副边整流输出电压波形如图2.3所示，已经和全桥变换器一样，为两倍与开关频率的方波，对输出滤波电感采用伏秒平衡原理可得输出电压为。（2）当开关管关断时，开关管上的电压是输入电压Vin，当开关管导通时流过开关管的电流是经变压器变换后的负载电流，其有效值是。（3）流过整流管电流的有效值为，其电压应力为2Uo。（4）流过续流管电流的有效值为，其电压应力为Uo。（5）流过原边续流二极管的电流是变压器磁化电流，电压应力为输入电压Uin。2.3 小信号模型分析18 19先用状态空间平均法对双管正激电路进行建模，状态空间平均法是基于电源响应频率比开关频率小得多的实际情

45、况，将功率等级的状态方程进行数字处理和简化后得到一个近似的小信号线性电路模型或等效电路。并联双管正激变换器是两路交替工作，并且两路的工作状态完全一致，因此在建立模型时，等效为一个开关频率高一倍的双管正激电路。fs2f，K是原副边变比。进一步可以等效为Buck电路，UiKUin图2.4 Buck电路工作的两种等效状态（a）（b）在S导通时，和S截止时，工作状态如图2.4（a）所示。状态方程为： ， ， ， 则 （2-8）在S关断时，工作状态如图2.4（b）所示。状态方程为： 则 （2-9）令：，则 ， ， ，对两种状态进行平均有： （2-10a） （2-10b） （2-10c） （2-10d）在稳态时，因此有,，这是稳态方程。对式（2.10d）进行小信号