噪声与高频小信号放大器.pptx

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1、4.1 电阻的热噪声 由图4.1可以看出，热噪声电压un(t)是一个随机量，其幅度和极性是随时间无规则变化的，故不能用一确定的时间函数来表示。但它遵循某种统计规律，可以用概率特性及其功率谱密度函数来充分描述。电阻热噪声主要有以下特性：第1页/共122页图4.1电阻热噪声电压示意图第2页/共122页(1)在一个较长的观测时间内，热噪声电压的平均值为零，即(4.11)热噪声电压正是无规则地偏离此平均值而起伏变化。热噪声电压的均方值(4.12)第3页/共122页(2)电阻热噪声具有极宽的频谱，其包含的频率分量从零频开始，直到1013Hz以上。虽然热噪声电压的振幅频谱无法确定，但功率频谱是完全确定的。

2、理论和实践证明，在单位频带(1Hz)内，电阻R两端的噪声电压均方值为(4.13)图4.2电阻热噪声的功率谱示意图第4页/共122页(3)尽管电阻热噪声的频谱很宽，但实际测试(接收)系统的通频带有限，当电阻接入系统时，将对电阻热噪声进行滤波，只有位于通频带内的那一部分噪声功率才能对系统产生影响。假设测试系统的通频带是宽度为Bn，幅度为1的理想矩形，这时对系统而言，电阻热噪声电压的均方值为而均方根值为(4.14)(4.15)第5页/共122页如果R以k计，Bn以kHz计，并令T=290K(即常温17)，可得工程计算式(4.16)例如，一个400的电阻，在常温条件下用Bn=4MHz的测试设备来测量，

3、按式(4.16)计算，其热噪声电压的均方根值约为5V。可见，电阻的热噪声是相当微弱的。第6页/共122页4.1.2电阻热噪声的计算在电路的噪声分析中，一个实际的电阻器R可以等效为一个理想的无噪声电阻R和一个均方值为U2n的热噪声电压源相串联，如图4.3(a)所示。根据等效电源定理，也可以等效为一个理想的无噪声电导G和一个均方值为I2n的热噪声电流源相并联，如图4.3(b)所示。其中，噪声电流源(4.17)式中，电导G=1/R。第7页/共122页图4.3电阻器的热噪声等效电路(a)热噪声电压源；(b)热噪声电流源第8页/共122页由于电阻热噪声为一随机量，不同电阻产生的热噪声电压(电流)是彼此独

4、立、互不相关的，因此，当电阻串、并联后，其总噪声应按均方值叠加的规则进行计算。例如，在相同温度下，电阻R1和R2串联后，其总噪声电压的均方值应为即两个串联电阻的总噪声电压均方值等于串联等效电阻R=R1+R2产生的噪声电压均方值，如图4.4所示。第9页/共122页图4.4电阻串联时的噪声等效电路第10页/共122页通常，电容器的损耗电阻可以忽略，而电感器的损耗电阻一般不能忽略。因此，当一个无源网络中含有电抗元件时，若考虑了电抗元件的损耗电阻后其等效阻抗为R+jX，则产生热噪声的仅仅是它的电阻分量R，其噪声电压均方值为(4.18)第11页/共122页4.1.3热噪声通过线性电路电阻热噪声是功率谱密

5、度均匀的白噪声，如图4.5(a)所示。但是，当它通过具有选频特性的线性电路后，其输出功率谱密度So(f)将会发生变化。若线性电路的电压传输函数为H(jf)，其功率传输函数H2(f)=|H(jf)|2，如图4.5(b)所示，则输出端的噪声功率谱密度为(4.19)第12页/共122页图4.5热噪声通过线性电路时功率谱密度的变化(a)白噪声功率谱；(b)传输函数；(c)输出噪声功率谱第13页/共122页由于热噪声通过线性选频电路后功率谱变为频率的函数，因此，输出端的噪声电压均方值U2no应通过对So(f)的积分求得，即(4.110)将式(4.110)与图4.5(c)对照可知，So(f)曲线与f轴之间

6、的面积就表示输出端的噪声电压均方值，这就是式(4.110)的几何意义。第14页/共122页1.等效噪声带宽为了简化式(4.110)的计算，我们引入等效噪声带宽的概念。等效噪声带宽Bn定义为一个幅度是H2(f0)的矩形功率传输特性的频率宽度，在该宽度下矩形的面积等于实际功率传输曲线的积分面积，即(4.111)则第15页/共122页其中，H2(f0)为实际功率传输特性的最大值。Bn与H2(f)的关系示意图如图4.6所示。由于两者面积相等，所以用带宽为Bn的理想矩形传输特性来等效实际特性，其输出噪声电压的均方值不变。利用等效噪声带宽Bn，并考虑到输入为热噪声时，Si(f)=4kTR,则式(4.110

7、)可改写成(4.112)第16页/共122页图4.6等效噪声带宽示意图第17页/共122页式(4.112)表明，电阻热噪声通过线性电路后，其输出电压均方值是该电阻在频带Bn内的热噪声电压均方值的H2(f0)倍。通常，电路的H2(f0)已知，只要求出Bn，即可算出U2no。对于其他噪声源(如晶体管等)来说，只要是白噪声或在有效频带内噪声功率分布均匀，都可利用式(4.112)来计算U2on。第18页/共122页2.电阻热噪声通过LC谐振电路现以图4.7(a)LC谐振电路为例，计算其输出端的噪声电压均方值U2no。图中，电阻r代表回路电抗元件中的固有损耗。当该电阻被一个无噪电阻r和噪声源U2n的串联

8、支路代替后，便得到图4.7(b)所示的噪声等效电路。现在图中虚线框内构成一无噪声的谐振电路，其功率传输函数为(4.113)第19页/共122页式中，为谐振电路的品质因数，为谐振电阻。当f=f0时，由式(4.113)可得(4.114)利用式(4.113)、式(4.114)，且Q0较大时有(4.115)第20页/共122页图4.7LC谐振电路及其噪声等效电路(a)谐振电路；(b)噪声等效电路第21页/共122页式中，为谐振回路的3dB带宽。将式(4.114)、式(4.115)代入式(4.112)，可得(4.116)第22页/共122页4.2 有源器件噪声 4.2.1晶体管的噪声1.电阻热噪声在晶体

9、管中，载流子的不规则热运动会产生热噪声。其主要来源是基区体电阻rbb，相比之下，发射区和集电区的热噪声很小，一般可以忽略不计。第23页/共122页2.散粒噪声晶体管外加偏压时，由于载流子越过PN结的速度不同，使得单位时间内通过PN结的载流子数不同，从而引起PN结上的电流在某一平均值上有一微小的起伏。这种电流随机起伏所产生的噪声称为散粒噪声。理论和实践证明，散粒噪声与流过PN结的直流电流成正比。对于正向偏置的发射结，其散粒噪声电流的均方值为(4.21)第24页/共122页式中，q是电子的电荷量(1.610-19)，IEQ是发射极静态工作电流。由于晶体管的集电结通常加反向电压，反向饱和电流要比发射

10、极正向电流小很多，因此集电极反向饱和电流引起的散粒噪声可忽略不计。式(4.21)表明，晶体管的散粒噪声是白噪声。第25页/共122页3.分配噪声在晶体管基区，由于非平衡少数载流子的复合具有随机性，时多时少起伏不定，使得集电极电流与基极电流的分配比例随机变化，从而引起集电极电流有微小的波动。这种因分配比例随机变化而产生的噪声称为分配噪声。集电极电流中的分配噪声电流均方值为(4.22)第26页/共122页式中，ICQ是集电极静态工作电流，是晶体管共基极交流电流放大系数。将入式(4.22)，经变换可得I2cn的另一种表示式：(4.23)(4.24)式(4.22)表明，晶体管的分配噪声不是白噪声，其功

11、率谱密度是频率的函数。频率愈高，|2愈小，则分配噪声愈大。第27页/共122页4.1/f噪声1/f噪声又称闪烁噪声或低频噪声，其特点是它的功率谱密度与工作频率近似成反比关系，所以它不是白噪声。1/f噪声产生的机理比较复杂，主要与半导体材料及其表面特性有关。由于1/f噪声在低频(几千赫兹以下)时比较显著，因此它主要影响晶体管的低频工作区。在电子线路的噪声分析中，通常采用晶体管噪声等效电路。不同组态的晶体管有不同的噪声等效电路。当晶体管工作于高频范围时，其共基极组态的T型噪声等效电路如图4.8所示。第28页/共122页图4.8共基组态的晶体管T型噪声等效电路第29页/共122页4.2.2场效应管的

12、噪声场效应管漏、源之间的沟道电阻会产生热噪声。与一般电阻器不同，沟道电阻由于受栅源电压控制因而不是一个恒定电阻。若gm表示场效应管的转移跨导，则沟道热噪声电流的均方值为(4.25)场效应管也存在1/f噪声，反映在漏极端的噪声电流均方值为(4.26)第30页/共122页式中，是与管子有关的系数；IDQ是静态工作电流；f表示频率。在场效应管的噪声等效电路中，将沟道热噪声和1/f噪声合并在一起，可用一个接在漏、源之间的噪声电流源I2Dn来等效，如图4.9所示。由于I2Dn和I2nf互不相关，所以场效应管中的另一噪声源是栅极漏电流IG产生的散粒噪声，在图4.9中用I2Gn表示，且(4.27)(4.28

13、)第31页/共122页图4.9场效应管噪声等效电路第32页/共122页由于场效应管靠多数载流子导电，所以不存在分配噪声。在以上噪声中，沟道热噪声的影响最大。高频工作时，1/f噪声可以忽略。对于MOS场效应管，因栅极泄漏电流很小，所以I2Gn极小，只有当信号源内阻很大时才考虑其影响。第33页/共122页4.3 噪声系数和噪声温度 4.3.1噪声系数的定义实际电路的输入信号通常混有噪声。为了说明信号的质量，可以用信号功率S与其相混的噪声功率N之比(即S/N)来衡量，并称比值S/N为信噪比。显然，信噪比越大，信号的质量越好。当信号通过无噪声的理想线性电路时，其输出的信噪比等于输入的信噪比。第34页/

14、共122页若电路中含有有噪元件，由于信号通过时附加了电路的噪声功率，故输出的信噪比小于输入的信噪比，使输出信号的质量变坏。由此可见，通过输出信噪比相对输入信噪比的变化，可以确切地反映电路在传输信号时的噪声性能。噪声系数指标正是从这一角度引出的。线性电路的噪声系数NF定义为：在标准信号源激励下，输入端的信噪比Si/Ni与输出端的信噪比So/No的比值，即(4.31)第35页/共122页上述定义中标准信号源是指输入端仅接有信号源及其内阻Rs，并规定该内阻Rs在温度T=290K时所产生的热噪声为输入端的噪声源。噪声系数通常也用dB表示：(4.32)对于无噪声的理想电路，NF=0dB；有噪声的电路，其

15、dB值为某一正数。式(4.31)还可以表示为以下形式：(4.33)第36页/共122页式中，KP=So/Si为功率增益。式(4.33)说明，噪声系数等于输出端的噪声功率与输入噪声在输出端产生的噪声功率(KPNi)的比值，而与输入信号的大小无关。事实上，电路输出端的噪声功率包括两部分，即KPNi和电路内部噪声在输出端产生的噪声功率N。因此，噪声系数也可表示为(4.34)式(4.31)、式(4.33)和式(4.34)是噪声系数的三种相互等效的表示式。在计算噪声系数时，可以根据具体情况，采用相应的公式。第37页/共122页4.3.2额定功率、额定功率增益与噪声系数在线性电路的输入端，由于信号源电压与

16、其内阻Rs产生的热噪声电压源相串联，如图4.10所示，因此电路输入端的信噪比与电路的输入阻抗大小无关。同理，输出端的信噪比也与负载电阻RL无关。但是，如果实际电路的输入、输出端分别是匹配的(即Ri=Rs,RL=Ro)，这时，利用额定功率和额定功率增益来计算或测量噪声系数，往往比较简便。第38页/共122页图4.10说明额定功率和额定功率增益的示意图第39页/共122页额定功率(或称资用功率)是指信号源或噪声源所能输出的最大功率。在图4.10所示的电路中，当满足Ri=Rs时，信号源最大输出功率即信号额定功率Sim为与此同时，输入噪声额定功率Nim为(4.35)(4.36)第40页/共122页同理

17、，当电路的输出电阻与负载匹配(Ro=RL)时，可得输出端的信号额定功率Som和噪声额定功率Nom。额定功率增益是指电路的输入端和输出端分别匹配时信号传输的功率增益。在图4.10所示电路中，当Ri=Rs、RL=Ro时，其额定功率增益为第41页/共122页电路的实际功率增益并不一定等于该额定值，当输入或输出端失配时，实际功率增益将小于额定功率。利用额定功率和额定功率增益参数，噪声系数可表示为(4.37)将式(4.36)代入式(4.37)，可得(4.38)(4.39)第42页/共122页4.3.3噪声温度噪声温度也是一种衡量线性电路本身噪声性能的指标。如果将线性电路输出端的噪声功率Nm除以额定功率增

18、益KPm后折算到输入端，并且用信号源内阻Rs在假想温度Tn时所产生的额定噪声功率来等效，于是有噪声的电路就可看成一个理想的无噪声电路，则称这个假想温度Tn为线性电路的等效噪声温度或简称噪声温度。显然，电路内部噪声越大，噪声温度越高，反之则越低。第43页/共122页源内阻Rs在Tn时产生的额定噪声功率Nim=kTnBn，根据Tn的定义，则有(4.310)(4.311)则Tn可表示为噪声温度和噪声系数之间可以互换。将式(4.310)代入式(4.39)可得(4.312)(4.313)第44页/共122页式(4.313)表明，对理想的无噪电路，由于NF=1，故其噪声温度为零。NF越大，电路的噪声温度越

19、高。令式(4.312)中的T=290K，则噪声系数也可由Tn求得。第45页/共122页4.3.4噪声系数的计算1.晶体管放大器的噪声系数晶体管共基放大器的交流通路如图4.11(a)所示，图(b)为其高频噪声等效电路。图中忽略了晶体管噪声等效电路(见图4.8)中的Cbe，并将噪声电流源I2en变换为电压源U2en，即(4.314)(4.315)而第46页/共122页此外，U2bn和U2sn分别为rbb和信号源内阻Rs产生的热噪声电压源，其电压均方值分别为(4.316)(4.317)第47页/共122页图4.11晶体管共基放大器及其噪声等效电路(a)共基放大器；(b)噪声等效电路第48页/共122

20、页现在利用负载开路法分别计算晶体管内部各噪声和源内阻噪声在输出端产生的开路电压均方值。(1)由图4.11(b)，当电路中仅有U2bn时，输出端的开路电压均方根值通常满足ZCre，则输出端的开路电压均方值为(4.318)第49页/共122页(2)同理，当电路中仅有U2en时，可得通常也满足ZCrbb+Rs，则(4.319)(3)由图4.11(b)可知，当仅有U2cn时，输出端呈现的开路电压均方值U2o3=I2cn|ZC|2。第50页/共122页(4)当图4.11(b)中仅有输入噪声源U2sn时，仿照(1)中的方法，可得U2sn通过放大器后在输出端产生的开路电压均方值为(4.320)由于晶体管内各

21、噪声源可以认为是互不相关的，因此放大器内部噪声源在输出端产生的开路噪声电压均方值为(4.321)第51页/共122页由式(4.34)，并用电压均方值比代替功率比时，放大器的噪声系数可表示为将式(4.314)至式(4.317)代入上式并经化简，最后可得(4.322)第52页/共122页式(4.322)的物理意义很明显，右边第一项表示理想放大器的噪声系数，其余各项依次为基区体电阻噪声、散粒噪声和分配噪声引起的噪声系数的增值。分析式(4.322)可得以下结论：(1)NF与工作频率有关。(2)NF与信号源内阻Rs有关。(3)NF与晶体管的工作状态有关。第53页/共122页图4.12晶体管放大器的噪声频

22、率特性第54页/共122页图4.13NF与Rs的关系曲线图4.14NF与IEQ的关系曲线第55页/共122页2.无源四端网络的噪声系数匹配网络，无源滤波器及具有一定长度的传输电缆都是高频电路中常用的无源四端网络。由于无源网络中总有电阻或电抗元件的损耗电阻，所以当信号通过时会对其附加热噪声。对于无源四端网络，当输入、输出端均匹配时，其额定输入、输出噪声功率将满足以下关系：Nim=Nom=kTBn将上式代入式(4.38)可得(4.323)第56页/共122页4.3.5级联电路的噪声系数接收微弱信号时，往往需要多级放大器级联。对于级联电路的噪声系数，可以通过各级的噪声系数和额定功率增益求出。在图4.

23、15所示的两级电路中，设各级的噪声系数和额定功率增益分别为NF1、KPm1和NF2、KPm2，则根据式(4.39)所表示的噪声系数，可求出各电路自身产生的输出噪声功率，其值分别为Nm1=(NF1-1)KPm1kTBnNm2=(NF2-1)KPm2kTBn第57页/共122页图4.15两级级联电路示意图第58页/共122页而两级电路的总输出噪声功率应包括：经第一、第二级放大的输入噪声功率；经第二级放大的第一级Nm1和第二级Nm2，即Nom=KPm1KPm2kTBn+KPm2Nm1+Nm2令KPm=KPm1KPm2为两级电路的总额定功率增益，并将上式和KPm代入式(4.38)，可得两级电路的噪声系

24、数为(4.324)第59页/共122页将两级电路推广到多级，用同样方法可求得其总噪声系数为(4.325)由式(4.325)可知，当前两级功率增益足够大时，级联电路的总噪声系数主要决定于第一级的噪声系数，越是靠后级，对总噪声系数的影响就越小。因此，在多级电路中，降低噪声系数的关键是第一级，不仅要求它的噪声系数小，而且还希望它的功率增益尽可能大。第60页/共122页4.3.6接收机的灵敏度噪声系数除用来衡量线性电路的噪声性能外，还可用来估计系统接收(或检测)微弱信号的能力，即灵敏度指标。接收机的灵敏度是指为保证必要的输出信噪比，接收机输入端上所需的最小有用信号电平。该信号电平越低，则接收灵敏度越高

25、，表示接收微弱信号的能力越强。根据噪声系数的定义，并由式(4.36)可得接收机输入端所需的最小信号功率和最小信号电压分别为(4.326)(4.327)第61页/共122页式中，So/No为接收机中频放大器输出(即检波器输入)端所要求的信噪比，它取决于系统的调制方式和检波方法。Ri为接收机输入端匹配时的输入电阻。第62页/共122页4.4 高频小信号放大器概述 高频小信号放大器通常是指接收机中混频前的射频放大器和混频后的中频放大器。由于来自接收天线的信号既有中心频率很高(几百kHz到几百MHz)而频谱宽度相对较窄(几kHz到数十MHz)的已调有用信号，又有不同中心频率的已调无用信号和干扰信号，因

26、此要求高频放大器应具有一定形状的频率选择特性。第63页/共122页1.增益为了提高接收微弱信号的能力，要求高频放大器有足够的电压增益或功率增益。比如对于远程接收机，从天线上收到的信号强度一般为微伏量级，而解调器所需的信号电压要在1V以上，所以放大器的电压增益必须高于120dB。高增益需要靠高放和中放多级放大器来实现，我们希望每级放大器的增益尽量大，使满足总增益时级数尽可能少。但由于噪声、频带宽度和自激问题的约束，使每级放大器的增益有一定的限制。第64页/共122页2.通频带和选择性由于高频放大器的输入信号一般都为已调信号，有用信号的频率分量对称地或不对称地分布于中心频率的两侧，因此放大器必须具

27、有一定宽度的通频带，以便让信号中的各频率分量得到均匀的放大。第65页/共122页在均匀放大有用信号的同时又能有效地抑制频带以外的无用信号，这是对高频放大器提出的选择性要求。具有理想选择性的放大器，其幅频特性曲线应呈矩形。但实际的曲线形状往往偏离矩形，如图4.16所示。为了衡量实际选择性接近理想矩形的程度，通常引入参数矩形系数K0.1，它定义为(4.41)式中，B0.1为相对放大倍数下降到0.1处的带宽，如图4.16所示。显然，矩形系数越小，选择性越好，其抑制邻近无用信号的能力就越强。第66页/共122页图4.16实际放大器的频率选择特性曲线第67页/共122页3.稳定性电路稳定是放大器正常工作

28、的首要条件。不稳定的高频放大器，当电路参数随温度等因素发生变化时，会出现明显的增益变化、中心频率偏移和频率特性曲线畸变，甚至发生自激振荡。由于高频工作时，晶体管内反馈和寄生反馈较强，因此高频放大器很容易自激。因此，必须采取多种措施来保证电路的稳定，如合理地设计电路、限制每级的增益和采取必要的工艺措施等。第68页/共122页4.噪声系数为了提高接收机的灵敏度，必须设法降低放大器的噪声系数。高频放大器由多级组成，降低噪声系数的关键在于减小前级电路的内部噪声。因此，在设计前级放大器时，要求采用低噪声器件，合理地设置工作电流等，使放大器在尽可能高的功率增益下噪声系数最小。第69页/共122页4.5 晶

29、体管谐振放大器 谐振放大器是用LC并联谐振回路作负载的选频放大器。常用的谐振回路如图4.17所示，其中，(a)和(b)为单调谐回路，(c)和(d)为双调谐耦合回路。通常，回路的初级端直接或通过抽头与放大管输出端相接，而下级负载通过变压器耦合或抽头方式接入回路。第70页/共122页这样，负载回路在谐振时的频率特性(如有载Q值、通频带和选择性等)，将决定放大器的选频特性。单调谐回路的谐振放大器电路简单，调整方便，所以应用较广。而双调谐耦合回路在通频带和选择性方面都优于单调谐回路。因此，在上述指标要求较高的场合，可采用双调谐回路谐振放大器。本节将以单调谐回路谐振放大器为例，来讨论谐振放大器的性能特点

30、及指标计算方法。第71页/共122页图4.17谐振放大器中常用的调谐回路第72页/共122页4.5.1晶体管Y参数等效电路在谐振放大器中，晶体管的输入、输出端分别与并联谐振回路相接，如采用图4.18(a)的简化高频混合型等效电路，会给计算带来不便，而采用导纳参数则较为简便。因此，在分析谐振放大器时，常用晶体管Y参数等效电路。若把共发射极晶体管看成一个线性双端口网络，并选端口电压为自变量，端口电流为因变量，可得网络Y参数方程组(4.51)(4.52)第73页/共122页根据以上方程组，可画出共发射极晶体管的Y参数等效电路，如图4.18(b)所示。其中，yie和yfe分别为输出端短路时的输入导纳和

31、正向传输导纳；yoe和yre分别为输入端短路时的输出导纳和反向传输导纳。利用图4.18(a)等效电路并考虑到CbeCbc后，则根据Y参数的定义，可求得两参数间的关系为(4.53)(4.54)第74页/共122页式中，(4.55)(4.56)。第75页/共122页图4.18晶体管混合型等效电路和Y参数等效电路(a)型等效电路；(b)Y参数等效电路第76页/共122页式(4.53)至式(4.56)表明，Y参数是频率的复杂函数，同时因gbe和gm都与IEQ有关，所以Y参数也是静态工作电流的函数。参数值随工作频率变化，会给电路计算带来不便，这是采用Y参数的缺点。但对于像谐振放大器这样的窄带放大器(即带

32、宽远小于中心频率)，由于在中心频率附近，Y参数随频率的变化很小，因此在分析谐振放大器时，可以把中心频率处的Y参数值看成在带宽范围内不随频率变化的常数。第77页/共122页4.5.2单调谐回路谐振放大器分析晶体管共发射极单调谐回路谐振放大器如图4.19(a)所示。图中，RB1、RB2和RE组成偏置电路，单调谐回路与集电极直接相连，并通过变压器耦合将信号输出给下级负载。图4.19(b)为该放大器的Y参数等效电路。其和Ys分别为信号电流源及其输出导纳，YL为放大器输出端的负载导纳，即由图4.19(b)的等效电路，可得如下关系式：(4.57)(4.58)第78页/共122页图4.19谐振放大器及其Y参

33、数等效电路(a)原理电路；(b)Y参数等效电路第79页/共122页图4.19谐振放大器及其Y参数等效电路(a)原理电路；(b)Y参数等效电路第80页/共122页1.电压放大倍数为放大器输出电压与输入电压之比。将式(4.510)代入式(4.59)得(4.59)(4.510)则电压放大倍数为(4.511)第81页/共122页在负载回路谐振时，因yoe和YL的电纳抵消，故(4.512)2.输入导纳YiYi定义为放大器接负载时，从输入端看进去的导纳，即。将式(4.511)代入式(4.58)，得(4.513)第82页/共122页式中右边第二项是因yre引入的输入导纳部分，它反映了负载通过晶体管内部反馈对

34、输入端所产生的影响。3.输出导纳YoYo定义为放大器输入端接有信号源导纳时，从输出端看进去的导纳。即将图4.19(b)中的电流源和负载开路(YL=0)，并在输出端加上电压，则与的比值就是输出导纳。将式(4.57)代入式(4.58)，并令，得第83页/共122页4.通频带与选择性谐振放大器的频率特性主要取决于负载谐振回路的频率特性。若令yoe=goe+jCoe，则放大器的总负载导纳可表示为(4.514)则输出导纳为第84页/共122页由式(4.511)、式(4.512)，可得归一化电压放大倍数(4.515)第85页/共122页将式(4.515)代入上式，其幅频特性表示式为(4.516)根据上式画

35、出的单调谐回路谐振放大器电压放大倍数的归一化幅频特性曲线如图4.20所示。令式(4.516)等于，可求得放大器的通频带为(4.517)第86页/共122页图4.20谐振放大器的归一化幅频特性曲线第87页/共122页可见，当f0一定时，QL值愈高，谐振放大器的通频带愈窄，反之则愈宽。如前所述，谐振放大器的选择性是用矩形系数K0.1来表示的。令式(4.516)等于0.1，解得将上式和式(4.517)代入K0.1的定义式，则有第88页/共122页上式结果表明，单调谐回路放大器的矩形系数比1大很多，反映在频率特性上即幅频特性曲线与理想矩形相差甚远，所以其频道选择性差，这是单调谐回路放大器的缺点。以上我

36、们分析了单级谐振放大器的性能指标。对于有n级的多级单调谐回路放大器，总电压放大倍数为各级放大倍数的乘积，即(4.518)如果各级放大器完全相同，则第89页/共122页n级相同放大器的归一化幅频特性可表示为(4.519)令式(4.519)等于1/，可求得n级放大器的通频带为(4.520)第90页/共122页令式(4.519)等于0.1，可解得由上式和式(4.520)，可得n级单调谐回路放大器的矩形系数为可见，多级放大器的选择性有所改善，但改善的程度会随n的增大(n3后)而明显减弱。第91页/共122页4.5.3谐振放大器的稳定性从以上分析可以看出，由于晶体管存在反向传输导纳，因此输出电压会反作用

37、到输入端形成反馈。这种内部反馈可以引起放大器工作不稳定。为此，我们来分析放大器的输入回路。在实际电路中，谐振放大器的输入回路就是前级的输出谐振回路，放大器的输入导纳Yi将并接在该回路两端，如图4.21(a)所示。图中，反馈导纳YF为式(4.5-13)中右边的第二项，是输出负载通过yre内反馈引起的输入导纳部分，即第92页/共122页(4.521)图4.21谐振放大器的等效输入回路第93页/共122页图4.21谐振放大器的等效输入回路第94页/共122页当没有反馈导纳YF时，包括yie在内的输入回路是调谐的。这时，yie中的电纳部分可归入L或C中，决定回路的谐振频率；yie中的电导部分加上信号源

38、内电导gs则决定回路的有载Q值。然而，YF的存在，改变了输入回路的上述性能参数。由式(4.521)知，YF与晶体管参数和负载导纳有关。为方便计，若忽略rbb，根据式(4.54)和式(4.56)，有yfegm，yre-jCbc。此外，设GL、BL分别为输出总导纳yoe+YL的电导分量和电纳分量，则式(4.521)可改写为(4.522)第95页/共122页式中，gF和bF分别为YF的电导分量和电纳分量，它们都是频率的函数。在放大器的谐振频率f0附近，当ff0时，BL0，gF为正值；当ff0时，BLyfeyre，则输入导纳Yiyie，可基本消除反馈导纳YF的不利影响。但由式(4.511)可知，YL的

39、增大，将使电压放大倍数减小。因此，失配法实质上是利用降低单级放大器的增益来换取工作稳定的。第97页/共122页2.中和法中和法是在放大器的输出与输入端之间外加反馈网络，通过其外部反馈来中和(抵消)晶体管的内部反馈，实现信号单向传输。由于晶体管反向传输导纳yre中的电导分量很小，即忽略rbb时，yre-jCbc，因此只需一个反馈电容即可抵消Cbc的内反馈影响，达到中和的目的。图4.22是实现中和的交流原理电路，图中，Cbc代表晶体管的内反馈电容，CN为外接的中和电容。第98页/共122页图4.22中和法原理图第99页/共122页由图4.22，中和条件可表示为(4.523)即式中，N1、N2分别为

40、L1和L2线圈的匝数。式(4.523)可作为选择中和电容CN的基本依据。第100页/共122页4.6 集中选频放大器 由于集中滤波器的频率特性固定，所以集中选频放大器只能用作中心频率不变的频带放大器。图4.23是集中选频放大器通常采用的组成模式。第101页/共122页图4.23集中选频放大器的组成模式第102页/共122页4.6.1声表面波滤波器声表面波滤波器(SAWF)是采用某些压电材料(如石英、铌酸锂或锆钛酸铅等)制成的一种电声换能元件，其结构示意图如图4.24(a)所示。它是在一块抛光的压电基片表面，利用光刻工艺制成输入、输出两组交叉指形的金属电极，分别称为发端换能器和收端换能器。第10

41、3页/共122页图4.24声表面波滤波器的结构示意图(a)结构示意图；(b)叉指换能器结构参数第104页/共122页对于图4.24(b)所示的均匀叉指换能器，即指宽a、指距b和指长l(两叉指重叠部分的长度)均为恒定值的换能器，当输入交变电压时，可把每对叉指看作一个声源，因此在接收点处，声波强度为来自各声源的声波在该点处的矢量和。由于相邻两对叉指间的距离差为a+b，因此声波传到接收点的时间差，vs为声表面波的传播速度。若输入信号的角频率为，则由该时间差引起的相角差为(4.61)第105页/共122页假定发端换能器有n对叉指，第一对到接收点的距离为x0，则接收点处的总波强可表示为(4.62)式中，

42、A0是每个声波的振幅，其大小与指长l成正比；出现负号是因为相邻叉指上的电压极性相反。分析式(4.62)可知，当=时，合成波的幅度最大，为nA0。这表示n个表面波同相到达接收点，使总幅度为各声波振幅的叠加。现定义=时的频率f0为滤波器的中心频率，则由式(4.61)可得(4.63)第106页/共122页当信号频率偏离f0时(如f=f-f0)，由于使波幅不满足同相叠加，接收点的总幅度将减小，甚至因反相抵消而变为零，因此，形成了声表面波滤波器的选频特性。分析表明，均匀叉指换能器的幅频特性满足sinx/x的函数形式，考虑到发端和收端两个换能器的共同作用，所以声表面波滤波器 的 幅 频 特 性|H(j)|

43、具 有 如 图 4.25所 示 的(sinx/x)2特 性。其 中x=nf/2f0由叉指的结构参数决定。第107页/共122页图4.25均匀叉指换能器的幅频特性第108页/共122页进一步的分析表明，换能器的叉指结构与其频率特性的关系是一种傅里叶变换与反变换的关系。对于均匀叉指的换能器，其指长分布的包络是矩形，而矩形脉冲的傅里叶变换为sinx/x函数形式，它正是均匀叉指换能器的频率响应。反之，若指长的包络按矩形的傅里叶反变换sinx/x函数分布，那么换能器的频率响应则为矩形。因此，根据这一规律，按某一幅频特性的傅里叶反变换函数来设计指长(或指宽)的空间分布，则可得到各种不同选频特性的声表面波滤

44、波器。图4.26示出了彩电接收机中所用的声表面波滤波器的幅频特性曲线，该曲线是根据电视信号对滤波器频率响应的要求，用改变指长分布的方法实现的。第109页/共122页图4.26彩电接收机所用的声表面波滤波器的幅频特性曲线第110页/共122页图4.27示出了一种接有声表面波滤波器的选频放大器简图，这是彩电接收机中普遍采用的中放电路。图中，声表面波滤波器的输入端接有一级宽带放大器，用于补偿其损耗；输出端通过RLC匹配网络与主中放相接。第111页/共122页图4.27接有声表面波滤波器的选频放大器第112页/共122页4.6.2石英晶体滤波器石英晶体谐振器具有Q值高，稳定性好等特点，常用来构成窄带带

45、通、带阻滤波器。图4.28(a)示出了一种桥型结构的晶体带通滤波器。设输出端22分别短路和开路时11端的输入阻抗为Z01和Z1，则有第113页/共122页根据四端网络理论，其特性阻抗和传输常数分别为(4.64)(4.65)第114页/共122页图4.28桥型晶体带通滤波器及其电抗特性(a)电路图；(b)电抗特性第115页/共122页为了节省石英谐振器，可以把桥型电路改变成常用的差接桥型电路，如图4.29所示。图中，变压器的变换比为12，次级线圈的中心抽头作为输出的一端与负载相接。由图可知，当差接桥型电路的输出端22短路或开路时，11端的输入阻抗分别为第116页/共122页图4.29差接桥型晶体

46、带通滤波器第117页/共122页与桥型电路相同。因此，差接桥型带通滤波器的特性阻抗、传输常数以及由此而得出的带通特性也必然与桥型电路完全相同。需要说明的是，由于石英晶体和电路均有损耗，因此实际晶体滤波器的通带内衰减并不为零，一般有几分贝的衰减。第118页/共122页石英晶体的Q值高，在阻带有陡峭的衰减特性。但晶体的串、并联谐振频率非常接近，使得晶体滤波器的通带范围很窄，通常只有在几MHz以上频率处才能得到大于3kHz的带宽。因此，石英晶体滤波器只适用于窄带滤波的场合，如语言通信机中的中频滤波、边带滤波等。第119页/共122页4.6.3陶瓷滤波器利用某些陶瓷材料(如锆钛酸铅等)的压电效应可以制成陶瓷谐振器。它的工作原理及等效电路与石英晶体谐振器相同，差别在于陶瓷谐振器的Q值较低(约几百)，串、并联谐振频率的间隔较大。陶瓷滤波器除了有双电极的结构之外，还可以制成三电极结构。它是在陶瓷片的一个面上形成两个环形(或其他形状)的电极，其中一个作输入端，另一个作输出端。而瓷片另一面未分割的电极作公共端，从而构成三端式的陶瓷滤波器。其电路符号如图4.30(a)所示。第120页/共122页图4.30三端和四端陶瓷滤波器(a)三端式；(b)四端式第121页/共122页感谢您的观看。第122页/共122页