自动控制原理控制系统校正.pptx

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1、1第6章 线性控制系统的校正6.1 概述6.2 校正装置及其特性6.3 串联校正6.4 反馈校正第1页/共54页2串联校正G(s)为系统不可变部分传递函数 Gc(s)为校正装置的传递函数 6.1 概述 按照校正装置在系统中的安置位置，以及它和系统不可变部分的连接方式不同，通常将系统校正分为三种基本形式：串联校正、反馈校正（也称并联校正）和前馈校正。第2页/共54页3并联校正G(s)为系统不可变部分传递函数 Gc(s)为反馈通道中安置传递函数第3页/共54页4前馈校正G1(s)、G2(s)以及H(s)为系统不可变部分传递函数。第4页/共54页5频域法校正在控制系统的频域校正法设计中，常用的方法有

2、综合法和分析法两种。综合法又称期望特性法。它根据性能指标要求确定出期望开环频率特性的形状，然后将期望特性与系统原有部分特性进行比较，从而确定校正方式和校正装置参数。这种方法可能会使校正装置的传递函数具有相当复杂的形式，因而不便于物理实现。分析法又叫试探法。设计者采用这种方法时，首先根据经验确定校正的方式，选择一种校正装置，然后根据性能指标要求和系统原有部分的特性选择校正装置的参数，最后验算性能指标是否满足要求。如果不能满足，则应改变校正装置参数或校正方式，直到校正后的系统全部满足给定的性能指标为止。分析法比较直观，物理上易于实现。要求设计者具有一定的实践经验，工程实践中被广泛采用。第5页/共5

3、4页66.2 校正装置及其特性 本节介绍它们的电路形式、传递函数、对数频率特性以及零极点分布图。由于工程实践中普遍采用PID调节技术，因此本节还对PID调节器的原理进行简要介绍。第6页/共54页76.2.1 无源校正装置1.无源超前网络 复阻抗：第7页/共54页8所以超前网络的传递函数为：式中：(6-1)第8页/共54页9超前网络的零、极点分布图：实际位置随a和T的数值而改变。a1，零点位于极点的右边，它们间的距离取决于a的值。显然，a越大，间距越大，超前作用越显著；但是a值过大，元件在物理实现上较困难，同时噪声的影响也被微分作用放大。所以为了避免上述问题，实际选用的a值一般不超过20。对于超

4、前相角要求较大的场合，可用两个超前网络串接。第9页/共54页10 由于式(6-1)中1a小于1，采用无源超前网络进行串联校正时，整个系统的开环增益要下降a倍，为了补偿超前网络造成的衰减，需要提高放大器增益，或另外串接一个放大器。在补偿了1a的衰减作用后，超前网络的传递函数是：(6-2)第10页/共54页11 根据式(6-2)画出的对数频率特性如右图所示。显然超前网络对频率在1/aT至1/T之间的输入信号有明显的微分作用。第11页/共54页12为了得到最大超前角，根据超前网络式(6-2)的相角计算式：将上式对w求导，并令其为零，得最大超前角频率：即：第12页/共54页13由于：故最大超前角频率w

5、m是两个转折频率1/aT和1/T的几何中点。得最大超前角：或：由此得：第13页/共54页142.无源滞后网络 无源滞后网络的传递函数为：式中：第14页/共54页15滞后网络的零、极点分布图：第15页/共54页16 采用滞后网络进行校正时，主要是利用其高频幅值衰减的特性，力求避免最大滞后角发生在校正后系统开环剪切频率wc附近，以免恶化系统动态性能。因此选择滞后网络参数时，总是使滞后网络的第二个转折频率1/bT远小于wc，一般取：=（）第16页/共54页173.3.无源滞后-超前网络 由此求得滞后-超前网络的传递函数：第17页/共54页18若使：则：滞后-超前网络的传递函数变为：滞后超前(6-12

6、)第18页/共54页19设 ，按式(6-12)绘制的滞后-超前网络的波德图如图6.11所示。在低频范围内，输出电压相位滞后于输入电压相位；在高频范围内，输出电压相位超前于输入电压相位 第19页/共54页20无源滞后-超前网络的传递函数又可写为 滞后-超前网络的零极点分布如下图所示。由图可见，滞后部分的零极点比超前部分的零极点更接近坐标原点。第20页/共54页216.2.2 有源校正装置 图中放大器的放大系数大，输入阻抗高，它有同相(+)和反相(-)两个输入端。一般组成负反馈电路时，常用反相输入。分析它的工作特性时，假设放大系数K，相加点A漏电流为零，则运算放大器的传递函数为 式中负号表示uo与

7、ui的极性相反。改变式中Z1(s)和Z2(s)就可得到不同的传递函数，因而校正装置的功能也就不同 第21页/共54页226.2.3 PID调节器1.PD调节器 PD调节器又称比例-微分调节器，其传递函数为 Gc(s)=Kp+Kd s 或 2.PI调节器 PI调节器又称比例-积分调节器，其传递函数为第22页/共54页233.PID调节器 PID调节器又称比例-积分-微分调节器，其传递函数为 PI调节器、PD调节器以及PID调节器从实质上看和滞后网络校正、超前网络校正以及滞后-超前网络校正是相同的。但是我们也可以从另一个角度来看PID的校正作用。如果把式(6-17)所描述的PID调节器的输入E(s

8、)和输出U(s)之间的关系用时域关系表示，则为 第23页/共54页246.3 串联校正6.3.1 串联超前校正 利用超前网络或PD调节器进行串联校正的基本原理是利用超前网络或PD调节器的相角超前特性。只要正确地将超前网络的转折频率1/aT和1/T选在未校正系统剪切频率的两边，并适当地选择参数a和T，就可以使已校正系统的剪切频率和相角裕度满足性能指标的要求，从而改善闭环系统的动态性能。闭环系统稳态性能的要求，可通过选择已校正系统的开环增益来保证。用频率响应法设计无源超前网络可归纳为以下几个步骤：（1）根据系统稳态误差要求，确定开环增益K；（2）利用已确定的开环增益K，计算未校正系统的相角裕度；（

9、3）根据已校正系统希望的剪切频率wc计算超前网络参数a和T；第24页/共54页25在本步骤中，关键是选择超前网络的最大超前角频率wm等于要求的系统剪切频率wc，目的是保证系统的响应速度，并充分利用超前网络的相角超前特性。显然，wm=wc成立的条件是未校正系统在wc处的对数幅频值L0(wc)(负值)与超前网络在wm处的对数幅频值Lc(wm)(正值)之和为零，即根据上式可确定超前网络的参数a。有了wm和a以后，即可由下式求出超前网络的另一参数第25页/共54页26（4）验算已校正系统的相角裕度；由于超前网络的参数是根据满足系统剪切频率要求选择的，因此相角裕度是否满足要求，必须验算。验算时，由已知的

10、a值，根据式 求得 值 再根据已校正系统希望的剪切频率wc计算出未校正系统（最小相位系统）在wc时的相角裕度g0(wc)。如果未校正系统为非最小相位系统，则g0(wc)由作图法确定。最后按下式算出已校正系统的相角裕度 当验算结果g 不满足指标要求时，需重选wm值，一般是使wm=wc值增大，然后重复以上计算步骤。第26页/共54页27（5）确定超前网络的元件值，并注意计算结果的标称化。一旦完成校正装置设计后，需要进行系统实际调校工作，或者在计算机上进行仿真以检查系统的时间响应特性。如果由于系统各种固有非线性因素影响，或者由于噪声、负载效应等因素的影响而使已校正系统不能满足全部性能指标要求时，则需

11、要适当调整校正装置的参数，直到已校正系统满足全部性能指标为止。例6-1 设控制系统如图6.14所示。其开环传递函数为 若要求系统在单位斜坡输入信号作用时，稳态误差ess0.1rad，系统剪切频率wc4.4rad/s，相角裕度g 45，幅值裕度Kg(dB)10dB。试选择串联无源超前网络的参数 第27页/共54页28解 按前述设计步骤，首先调整开环增益K。本例未校正系统为型系统，所以有 故K值取为10时，可以满足稳态误差要求，则未校系统的传递函数为(6-22)式(6-22)代表的系统为最小相位系统，因此只需画出其对数幅频渐近特性，如图6.15中Lo(w)所示。由图中得出未校正系统剪切频率wco=

12、3.1rad/s，算出未校正系统相角裕度而二阶系统的幅值裕度Kg(dB)必为+dB。相角裕度小的原因，是因为未校正系统的对数幅频特性中频区的斜率为-40dB/dec。由于剪切频率和相角裕度均低于指标要求，采用串联超前校正是合适的。第28页/共54页29下面计算超前网络参数。试选wm=wc=4.4rad/s，由图6.15查得Lo(wc)=-6，由式(6-19)得，即 a=4，而 第29页/共54页30因此超前网络传递函数可确定为为了补偿无源超前网络产生的增益衰减，放大器的增益需要提高4倍，否则不能保证稳态误差要求。超前网络参数确定后，已校正系统的开环传递函数可写为其对数幅频特性如上图中L(w)所

13、示。显然，已校正系统的剪切频率必为4.4rad/s，由此算得未校正系统在wc=4.4rad/s时的相角裕角go(wc)=12.8，而由式(6-5)算出时，故已校正系统的相角裕度 第30页/共54页31相角裕度满足大于45的指标要求。已校正系统的幅值裕度仍等于+dB，因为其对数相频特性不可能以有限值与-180线相交。此时，全部性能指标均已满足要求。最后，选择无源超前网络的元件值。由于对校正网络输入阻抗和输出阻抗有各种不同的要求，这种解答更具有多样性。例如可选C=4.7m f，则由式(6-1)中a和T的定义可算出R1=aT/C和R2=R1/(a-1)，将C、a和T值代入即可算出R1和R2的值，均标

14、注在下图中。第31页/共54页326.3.2 串联滞后校正应用频率特性法设计串联无源滞后校正装置的步骤如下：（1）根据稳态误差要求，确定开环增益K.。（2）利用已确定的开环增益，画出未校正系统的对数频率特性，确定未校正系统的剪切频率wco，相角裕度g0和幅值裕度Kg。（3）根据相角裕度g 要求，确定校正后系统剪切频率wc。考虑到滞后网络在新的剪切频率wc处会产生一定的相角滞后，因此下式成立 式中，g 是校正后系统的指标要求值；为未校正系统在wc处对应的的相角裕度；是滞后网络在wc处的相角，在确定wc前可取为-6左右。于是根据式(6-23)的可计算出，通过可计算出并在未校正系统的相频特性曲线上查

15、出相应的wc值。（4）根据下述关系式确定滞后网络参数b和T(6-24)(6-25)(6-23)第32页/共54页33 式(6-24)成立的原因是明显的，因为要保证校正后系统的剪切频率为上一步所选的wc值，必须使滞后网络的衰减量20lgb在数值上等于未校正系统在新剪切频率wc上的对数幅频数值Lo(wc)，Lo(wc)在未校正系统的对数幅频曲线上可以查出，于是由式(6-24)可计算出b值。式(6-25)成立的理由是为了不使串联滞后校正的滞后相角对系统的相角裕度有较大影响(一般控制在-6-14的范围内)。根据式(6-25)和已确定的b值，即可算出滞后网络的T值。（5）验算已校正系统相角裕度和幅值裕度

16、。例例6-2 设一控制系统如图6.17所示。要求校正后系统的静态速度误差系数等于30s-1，相角裕度不低于40，幅值裕度不小于10 dB，剪切频率wc不小于2.3 rad/s，试设计串联校正装置。第33页/共54页34解 设计的第一步是确定开环增益K。根据静态速度误差系数要求则未校正系统的开环传递函数应取下面画出未校正系统的对数频率特性，如下图所示。由图得wco=12 rad/s，计算出未校正前系统的相角裕度相角裕度为负值，说明未校正系统不稳定，且剪切频率远大于性能要求值。在这种情况下，采用超前校正是无效的。可以证明，当超前网络的a值取到100时，系统的相角裕度仍不足30，而剪切频率却增至26

17、 rad/s。考虑到本例对系统剪切频率要求不高，故选用串联滞后校正。第34页/共54页35第35页/共54页36现在根据g 40的要求和估值，按式(6-23)求得 。于是可得 由 曲线上查出 对应的频率值，得wc值可在2.3 rad/s2.7 rad/s范围内任取，考虑到wc取值较大时，校正后的系统响应速度较快，且滞后网络时间常数T较小，便于实现，故选取wc=2.7 rad/s。然后，在图6.18上查出当wc=2.7 rad/s时的Lo(wc)=21dB，故由式(6-24)求出b=0.09，再由式(6-25)算出T=41s(按1/bT=0.1wc计算)，则滞后校正网络的传递函数为校正前后系统的

18、对数频率特性和校正网络的对数频率特性如上图所示。最后校验相角裕度和幅值裕度。计算校正网络在wc=2.7 rad/s处的相角，即第36页/共54页37再计算未校正系统在wc处的相角裕度，即于是，由式(6-23)得g =41.3，满足指标要求。然后从校正后系统的对数相频特性曲线上，可得已校正系统对数相频特性为-180时的频率等于6.8 rad/s，于是可求出已校正系统的幅值裕度为10.5 dB，这完全符合要求。采用串联滞后校正，既能够提高系统稳态精度而又基本上不改变系统动态性能，这个道理是明显的，以图6.18为例，如果将已校正系统对数幅频特性向上平移21分贝，校正前后的相角裕度和剪切频率基本相同，

19、而开环增益却增大11倍。第37页/共54页386.3.3 串联滞后-超前校正 单纯采用超前校正或滞后校正均只能改善系统暂态或稳态一个方面的性能。若未校正系统不稳定，并且对校正后系统的稳态和暂态都有较高要求时，宜于采用串联滞后-超前校正装置。利用校正网络中的超前部分改善系统的暂态性能，而校正网络的滞后部分则可提高系统的稳态精度。用频率特性法设计串联校正装置除可按本节前述分析方法和步骤之外，还可以按期望特性法去设计。例6-3 设未校正系统原有部分的开环传递函数为试设计串联校正装置，使系统满足下列性能指标：K 180s-1，g 40，3rad/s wc 5rad/s。第38页/共54页39解 首先绘

20、制未校正系统在K=180 s-1时的波德图L0如下图所示。由图可以查出未校正系统的剪切频率wco，也可以通过计算求出剪切频率wco，由剪切频率定义可得 则 wco=12.5 rad/s 未校正系统的相角裕度为表明未校正系统不稳定。为设计串联校正装置，先确定系统的期望开环对数幅频特性。首先按给定的要求选期望特性的剪切频率为wc=3.5 rad/s，然后过wc处作一斜率为-20 dB/dec的直线作为期望特性的中频段。第39页/共54页40为使校正后系统的开环增益不低于180s-1，期望特性的低频段应与未校正系统特性一致。而未校正系统的低频段斜率与期望特性的中频段斜率同为-20dB/dec，即两线

21、段平行，为此，需在期望特性的中频段与低频段之间用一斜率为-40 dB/dec的直线作连接线。连接线与中频段特性相交的转折频率w2距wc不宜太近，否则难于保证系统相角裕度的要求。现按 的原则选取第40页/共54页41rad/s 连接线与未校正系统低频段特性相交的转折频率w1可通过计算求得，也可作图得到近似值。为使校正装置不过于复杂，期望特性的高频段与未校正系统特性一致。由于未校正系统高频段特性的斜率是-60dB/dec，故期望特性中频段与高频段之间也应有斜率为-40 dB/dec的直线作为连接线。此连接线与期望特性中频段相交之转折频率w3距wc也不宜过近，否则也影响到系统的相角裕度。考虑到未校正

22、系统有一个转折频率为6rad/s的惯性环节，为使校正装置尽可能易于实现，将w3选为rad/s。于是，绘制出系统的期望特性如上图所示。用未校正系统的特性Lo减去期望特性，就得到串联校正装置的对数幅频特性Lc，如图6.19所示。它表明，应在系统中串联相位滞后-超前校正装置。根据式(6-12)并对照图6.11知，其传递函数为式中 第41页/共54页42现需要确定a值。由于期望特性的剪切频率为wc=3.5rad/s，根据对数幅频特性的定义和对数坐标定义，则期望特性在w2=0.7 rad/s时的增益为而未校正系统在w2=0.7 rad/s时的增益为 式中180为未校正系统低频段延长线与横坐标的交点。两者

23、相减，就得到串联校正装置在0.7 rad/s w 2 rad/s区间内将使未校正系统的增益衰减34.2dB。因为求出a后，由前面公式可分别求出 第42页/共54页43因此，串联滞后-超前校正装置的传递函数为 校正后系统的开环传递函数为校验系统相角裕度第43页/共54页446.4 反馈校正6.4.1 反馈校正的原理及特点 反馈校正是采用局部反馈包围系统前向通道中的一部分环节以实现校正，其系统方框图如下图所示。校正后系统的开环传递函数是如果这个局部反馈稳定，并且下列关系式成立：或第44页/共54页45则反馈校正具有如下特点：（1）负反馈可消除系统不可变部分中不期望有的特性（2）负反馈可减弱参数变化

24、对系统性能的影响（3）负反馈削弱非线性影响（4）负反馈可减小系统的时间常数第45页/共54页466.4.2 反馈校正及其参数确定反馈校正设计可以用分析法进行，但通常采用综合法（期望特性法）进行。设反馈校正控制系统如下图所示。开环传递函数为 已校正系统的开环传递函数为当 或 时，由上式可得 第46页/共54页47例6-4 已知控制系统如下图所示，其中采用局部反馈校正改善系统性能，试设计反馈校正装置 ，使系统满足 的性能指标。解(1)绘制满足稳态性能要求的未校正系统的开环对数幅频特性 由上图可知画出未校正系统的开环对数幅频特性L0，如下图所示。第47页/共54页48第48页/共54页49(2)根据

25、给定性能指标要求，绘制系统期望开环对数幅频特性 低频段：期望特性低频段L(w)与未校正系统低频段L0(w)重合。中频段：因要求 ，求得第49页/共54页50为使校正网络简单，考虑到未校正特性的形状，选取 和 ，则中频区宽度H=20。过剪切频率处作斜率为-20dB/dec的直线，交 和 的垂线于C和D。线段CD即为中频段。中、低频段连接线和中、高频段连接线：过C点作斜率为 的直线交L0(w)的低频段于B点，B点对应的频率为 ，过D点作斜率 为的直线交L0(w)的高频段于E，E点对应的频率为 。期望特性对应的开环传递函数为第50页/共54页51(3)在上图中求出L0(w)-L(w)的特性曲线，取其

26、中大于零分贝的幅频特性作为 ，即得到传递函数。即得到 传递函数 求得的 如上图所示。为使 较简单，将 的部分用 的部分的幅频特性的延长线来代替（如图中虚线延长线所示），以减少 中 和 两个转折频率。得到(4)检验局部反馈回路的稳定性和校正后系统在剪切频率附近 的程度。计算 时，局部反馈回路开环传递函数 所对应的相角裕度：所以，局部反馈回路是稳定的。第51页/共54页52计算 处局部反馈回路的对数幅值：(5)根据 传递函数，由已知的 确定(6)验算校正后系统的各项性能指标。由于近似条件能较好地满足，故可直接用期望特性来验算性能指标。第52页/共54页53得 Mr=1.21 完全满足性能指标要求。第53页/共54页自动控制原理 孟华54感谢您的观看！第54页/共54页