一种基于正激变换器的开关电源设计方法-图文(完整版)实用资料.doc

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1、一种基于正激变换器的开关电源设计方法_图文（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）综合资讯 在线阅读 原文阅读 在线商城 下载专区 D A T A S H E E T技术论坛 商务频道嵌入式系统单片机 D S P EDA/PLD接口电路存储技术显示光电电源技术传感/控制模拟技术通信网络无线通信电测仪表消费电子汽车电子所在的位置:首页 技术文章 电源技术 正文入门最佳:O K-2440-I I I S3C2440A R M9开发板(开发板+培训教程+源码+开发工具红色飓风I I代-A l t e r a版USB2.0-CY7C68013-128S开发板红色飓风I I代

2、-X i l i n x版一种基于正激变换器的开关电源设计方法发布日期:2006-03-15 作者:郑慧 汤天浩 韩金刚 来源:变频器世界摘要:本文通过对正激变换器拓扑进行等效变换,推导出其参数计算公式,并用P s p i c e对正激变换器电路进行仿真验证。最后,设计一个以双管正激电路为主电路的开关电源,并给出了P s p i c e的仿真结果。关键词:正激变换器等效变换参数计算 Pspice仿真开关电源1引言经过多年的发展,开关电源技术已经取得了很大成功,其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂,涉及的元器件较多,以及要降低成本、提高可靠性,仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要

3、较高的技术支持;电路的调试要有实际经验,也有一定的难度。对于第一个问题,由于目前各种开关电源虽然形式多样,结构各异,但其大都源于几种基本的D C-D C变换器拓扑结构,或者是这些基本电路组合,因此,可以对几种基本D C-D C变换器进行分析,将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题,随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善,人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。本文在对基本的B u c k变换器电路拓扑分析的基础上,对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析,发现可以通过等效变换,从B u c k变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管

4、正激变换电路的参数计算公式;此外,采用P s p i c e仿真软件进行了电路仿真试验,仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。2 Buck变换的拓扑结构与参数设计基本B u c k变换器的电路拓扑结构如图1所示,由电压源V i、串联开关S、续流二极管V D和由L C组成的电流负载组合而成,其中L的大小决定输出电流纹波,而输出电压纹波则由C决定,这是最基本的一种直流变换器。图1基本的B u c k变换器文献1给出了B u c k变换器的电路设计公式,根据B u c k变换器的输出公式:TI OMAP3530开发平台 888元51单片机系列国内最超值的单片机学习开发系统E L I T E-I I

5、 I单片机学习开发系统-支持A T M E L、S T C、W I N B O N D、S S T四种芯片编程-支持U S B接口编程-功能强大-精美包装E L I T E-I V单片机开发系统248元单片机读写U盘方案-S L811H S T开发套件A R M开发板系列B a s i c2410+3.5寸套装l V G A1024*768S-v i d e o接口l w i n c e B S P6.0O K-2440-I I I+3.5寸套装(送配套教材书M i c r o2440开发板+3.5N E C套装式中:为占空比,且有:=t o n /T ,则=V o /V i 。 电感L 的计

6、算公式为: 式中:f 为开关频率; Iomin 为输出最小电流。 而电容C 的计算公式为: 式中:V o 为输出电压纹波。 3 正激变换的公式推导3.1 拓扑结构与工作模式 一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示,由于正激变换器是在基本的B u c k 型变换器基础上多了一个隔离变压器T 1、一个二极管V D 1和一个由回收绕组N 3和箝位二极管V D 3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化,所以设计时不能直接使用上述基本B u c k 变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析,采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的B u c k 变换电路,由此可将基本B u c

7、 k 变换电路的参数计算公式(2和(3推广到一类正激变换器的参数计算,建立新的设计公式。 图2 单管正激变换器主电路结构正激变换器的工作模式为:(1 当V 1导通时,二极管V D 1导通,输入电网经变压器耦合向负载传输能量,此时,滤波电感L 1储能; (2 当V 1截止时,二极管V D 1截止,电感L 1中产生的感应电势使续流二极管V D 2导通,电感L 1中储存的能量通过二极管V D 2向负载释放。 3.2 等效变换与参数计算 根据对正激变换器工作模式的分析,可以发现二极管V D 1的通断与开关管V 1的通断同步,因此可以将二极管V D 1用一个等效开关管V 代替,如果可以忽略V 1的导通压

8、降,则变压器副边绕组的感生电压为: 式中:k 为变压器的匝比,且有k =N 1/N 2。如果用一个大小为V i的电压源代替变压器副边绕组,就可以将整个正激变换器的输出边等效变换为m i n i 2440 开发板 + N E C 3.5TE-2440-II 开发板l 双网口 l C A N 总线 l V G A接口 l工业设计F PG A /C P L D 开发板系列红色飓风I I 代-A l te r a 版 (E P 1C 6Q 240 F P G A 开发板红色飓风II 代-X i l i n x 版 (X C 3S400 F P G A 开发板N IO S I I 2.1 E P 1C

9、6F PG A 开发板F PG A E P 1C 6开发板NIOS II 2.1EP1C12开发板C y c l o n e II EP2C8 音频开发板E P M 7128 C P L D 开发板E P M 1270T 144C C P L D 开发板一个基本的B u c k 变换器。等效电路如图3所示,图中用开关V 代替了图2电路中的开关管V 1与二极管V D 1的作用。由此,通过等效变换的正激变换器主电路拓扑结构与图1所示的基本B u c k 变换器的拓扑结构一致。这样,就可以采用基本B u c k 变换器的参数计算公式(2和(3来设计正激变换器。 图3 等效B u c k 变换器由图3

10、可将公式(2和(3推广,得到等效后的正激变换器参数计算: (1 占空比的计算: (2 滤波电感的计算: (3 滤波电容的计算: 式(5、(6和(7即为正激变换器的参数计算公式,从式(5可知占空比不仅与输入输出电压有关,还跟变压器的匝比有关,与式(2和式(3相比,滤波电容与电感的计算也多了一个变压器的匝比参数k 。 3.3 计算公式验证 现通过P s p i c e 仿真来验证所推公式的正确性。设计一个正激变换器,要求其输入电压为48V D C ,输出电压为12V D C ,输出电流为5A ,输出电压纹波分量 Vo 为1V ,开关频率f 为50k H z 。先选定=0.4,即t o n =8s

11、,再由式(5、(6和式(7算出变压器的匝数比为1.6,L 1= 15H ,C 1=24F ,而R L =V o /I o =2.4。 在P s p i c e 下绘制电气原理图,并对其进行暂态时域分析,仿真时间设为1m s 。 仿真输出电压波形如图4所示,可以看出,其输出电压在0.2m s 后就已经稳定在所要求的12V 上了,其输出纹波也完全符合要求,从而证明前面所推公式是正确的。U S B B l a s t e r 下载器D S P 开发板系列D S P 2812S -S T U D Y -K I T 开发板DSP2812+USB2.0 CY7C68001学习开发平台DSP2812-Pro

12、 多功能开发板DSP2407A+USB2.0+NET 开发板DSP28335 Lite 学习开发板DSP28335S 学习开发板DSP5509S-STUDY-KIT 学习开发板DSP5416+FPGA 1C6+U S B 2.0 C Y 7C 68001开发板DSP5402网络语音开发板DSP+CPLD+单片机学习板XDS510-USB2.0仿真器USB2.0/CAN 总线开发板系列U S B 2.0-C Y 7C 68013A -56开发板U S B 2.0-C Y 7C 68013-128S 开发板无线通信开发板系列 无忧无线n R F 9e 5 S O C 开发平台无忧无线n R F 2

13、4Z 1高保真数字 音频传输开发平台 图4双管正激变换器主电路4开关电源设计举例现利用上述方法,设计一个双管正激型开关稳压电源,要求输入电压为48V D C,输入变化范围为5%,输出电压为12V D C,输出电压纹波范围为1V,输出电流为5A,开关频率为50k H z。(1 主电路参数计算选取双管正激电路作为开关稳压电源的主电路,如图5所示。其工作原理与单管正激变换器相同,只是这里的两个开关管同时导通和关断,且因为有V D A、V D B,不需另外的复位电路。控制电路则采用简单的电压控制模式。 图5双管正激变换器主电路这里可以直接用正激变换器的公式计算其参数。由设计要求可知T=1/f=20s,

14、R=V o/I o=2.4,I o m i n = 11.5V/2.4=4.79A。由于双管正激电路占空比最大只能为0.5,因此可以选取当输入为45.6V(输入电压最小时,占空比为0.45,然后由式(5算出变压器的变比为7/4,由式(6求出电感L=13H,根据式(7解出电容C=25F。(2控制电路参数计算开关电源采用占空比控制方式,可分为电压模式控制和电流模式控制两大类。电压模式控制仅有一个电压控制环,电流模式控制中还存在电流内环。这里采用电压模式控制,如图6所示,运算放大器U1为电压控制器,运算放大器U2为比较器。其控制原理为,取样于输出电压的反馈电压u f与给定电压V3相比较,经过比例积分

15、环节,输出电压再与锯齿波V1比较,产生一个P W M波,去驱动开关管。 图6开关稳压电源的控制电路控制电路采用P I电压调节器,需要确定的参数有C2、R3和R2,还有输出采样电阻。选取取样电压为输出电压的1/6,取样电阻的值最后根据调试结果确定。根据不同要求的输出电压,调节可变电阻R6,以获得相应的给定电压。取截止频率为开关频率的1/20,即=0.0004s。取R2=10k,先取放大倍数K p=10,则R3=100k,C2=/R3=40P F。5仿真试验将设计的开关电源用P s p i c e进行仿真,首先在P s p i c e下绘制电气原理图,仿真电路如图7所示。再按上述步骤进行参数设计,

16、最后进行仿真试验和电路调试,由于仿真试验的主要目的在于参数的确定和调试,因此,为简便起见可暂不考虑保护电路的作用。调试后的各参数最佳值见图7。 图7开关稳压电源电路原理图将图7所示的开关电源控制电路图用P s p i c e进行仿真,并进行暂态时域分析,仿真时间设为2m s。仿真输出波形如图8所示:图8 Vi4V 5 时的PM W波形、输出电压和取样电压波形 图9 Vi4V 8时的PM W波形和输出电压 从图8 可以看出，其输出电压和反馈电压均满足设计要求。 从图9 0 和1可以看到，虽然输入电压发生了变化，但该系统能实现对占空比的自动调节，使其输出电压 稳定在所要求的1V 2，而且输出纹波和

17、稳定时间均满足设计要求。 图1 0 6 结束语 Vi5V 1时的输出电压波形图 本文通过对正激变换电路进行等效变换，将基本Bc变换器的参数计算公式推广到一类正激变换电路 uk 的参数设计，并采用Ppc仿真软件进行正激变换器的仿真试验，仿真结果表明了所推导公式是正确的。 sie 进而对开关电源进行了Ppc仿真、调试，证明了所推导的正激变换器参数计算公式适用于所有隔离型 sie Bc变换电路。 uk (全文结束 信息发布: 转引自:【大 中 小】【打印】【关闭】 相 关 文 章 谢谢，现在还没有相关信息. . 关于我们 友情链接 深圳市福田区海滨广场恒福花园恒华阁1F 1 ：05-8082 ：05

18、-8080 758357 758358 Cprgt oyih 2005-2007 无忧电子开发网版权所有 粤IP 5623 C备0043号 应用与测试 低压电器 (2007 17通用低压电器篇 孟 赟 (1983 , 女 , 硕士研究生 , 研 究 方 向 为 DC /DC电源及太阳能光伏 发电系统 。利 用 推 挽 正 激 技 术 设计 DC /DC开关电源孟 赟 1, 王 凯 2, 潘俊民1(1. 上海交通大学 电气工程系 , 上海 2. 华北电网 , 北京 100053摘 要 :DC , 并利用 PS p ice 。 , 该开关电源输出稳定 、 波形理想 。:; ; 开关电源:T M 4

19、6 文献标识码 :B 文章编号 :100125531(2007 1720057204A DC /DCSw itch i n g Power Supply Ba sed on Push 2PullForward Conversi on Techn i queM EN G Yun 1, WAN G Kai 2, PAN Junm in1(1. Depart m ent of Electrical Engineering, Shanghai J iaot ong University, Shanghai 200240, China;2. North of China Electric Power G

20、rid Co . , L td . , Beijing 100053, China Abstract:A DC /DCs witching power supp ly was designed by using push 2pull f or ward conversi on technique .The t opol ogy and structure of s witching power supp ly based on push 2pull for ward conversi on technique was p resen 2ted . The operati on and cont

21、r ol p rinci p le of the s witching power supp ly was expounded, and the circuit t opol ogy was si m ulated by PSp ice s oft w are . The experi m ent result shows that the s witching power supp ly s out put is stable with ideal wave .Key words:push 2pull forward; h i gh frequency li n k (HF L ; sw i

22、tch i n g power supply 王 凯 (1976 , 男 , 工程师 , 硕士 , 从事继电保护工作 。潘俊民 (1947 , 男 , 教授 , 博士生导师 , 研究方向为电力传动及自动化 、 智能控制系统 。0 引 言开关电源被誉为高效节能电源 , 它代表着稳压电源的发展方向 , 现已成为稳压电源的主流产 品 。 由于开关电源内部调整管工作在高频开关状 态时 , 其等效电阻很小 , 当流过大的电流时 , 消耗 在调整管上的能量很小 , 故电源效率可达 70%90%, 比普通的线性稳压电源提高了近 1倍 。同 时 , 利用了高频链技术的开关电源体积小 、 重量 轻 、 可靠性高

23、 , 该技术是实现高功率密度 、 高变换 效率 、 优良综合性能 DC /DC变换的合理方案 。 图 1为带高频变压器的 DC /DC变换的结构框图 。 目前 , 有变压器隔离的 DC /DC变换技术在传图 1 DC /DC变换器结构框图统的拓扑结构中较为常用的是推挽变换器和正激变换器 6(见图 2 。 传统正激变换器和推挽变换器两种电路拓扑 各有各自的优缺点 , 但都具有一定的局限性 :单端 正激变换器为了防止变压器磁芯饱和 , 存在去磁 复位的问题 , 故对占空比有一定的限制条件 ; 推挽 变换器功率开关管承受的电压应力高 , 只适用于 低输入电压的场合 , 而且开关管关断时漏感能量75

24、低压电器 (2007 17 通用低压电器篇 应用与测试 (a 推挽变换器拓扑 (b 正激变换器拓扑图 2 传统 DC /DC变换器拓扑结构在开关管上引起高的电压尖峰 , 给主功率变压器的绕制提出了很高的要求 , 同时变压器的偏磁问 题给器件的一致性和驱动电路脉冲宽度的一致性提出了较高的要求 6。若将两种电路有机地结 合在一起 , 同时保留两种电路的优点 、 克服它们的 缺点的话 , 所得到的电路将是非常理想的 。通过 一个无损元件 电容将推挽变换器和正激变换 器结合在一起的电路即推挽正激变换器 。1 推挽正激变换器主电路图 3为推挽正激变换器的电路拓扑结构 。图 中 , 关键的部分是变压器 T

25、 和电容 C 。变压器的 原边绕组 L p1和 L p2的匝数是相等的 , 变压器的副 边接入了全桥整流电路 。 该电路与推挽电路的不 同之处就在于两个开关器件 S 1和 S 2中间接入了 图 3 推挽正激变换器电路结构一个无损元件 箝位电容 C , 另外两端接在直流电源的正负极上 。正是因为 C 的存在 , 使得整 个电路工作原理和效果完全不同于推挽电路 , 从 而克服了推挽变换器和正激变换器的缺点6。 在电路稳态的时候 , 不论是 S 1或 S 2哪一个 导通 , C 6,所以 , in 。而 in c ds 1U ds 2构成一 :U in +U c =U ds 1+U ds 2=2U

26、in式中 , U ds 1和 U ds 2分别为 S 1或 S 2漏源极压降 。因为开关管漏源极压降 U ds 1, 2 0(等于零的 情况出现在漏源极承受电压为反偏 , 此时反向并 联的二极管导通 , 漏源极电压被箝位在 0 , 故开 关管在工作过程中所承受的最大的电压应力是 2U in , 因此 , 加入 C 可消除开关管的电压过冲现象 。 同时 , 由于 C 的端电压具有浮动特性 , 如果 选择合适的箝位电容值 , 即能保证变压器磁通在 同一周期的两个半周期中有相等的伏秒数和磁芯 的双向对称磁化 , 使激磁电流和磁通在周期结束 时回到起始点 , 无直流偏磁的现象 。所以 , 推挽正激变换

27、器的主要改进在于 C , 它 的引入抑制了开关管的电压尖峰 , 同时也抑制了 推挽变换器固有的直流偏磁现象 。推挽正激变换器保持了推挽电路和正激电路 的优点 , 克服了两者的缺点 , 具有 :抑制变压器 的磁芯偏磁 ; 变压器磁芯双向磁化 ; 抑制开 关管的关断电压尖峰等优点 , 在低压大电流的应 用场合中获得了较高的效率 , 成为该场合较有优 势的电路拓扑形式6。2 工作及控制原理该电路的原边 2个开关管采用高频固定占空 比工作, 即 S 1和 S 2交替导通 , 并且它们导通交替 时有很小的死区延时 , 避免电源被直通 。经过高 频变压器的升压或降压 , 再通过副边的整流桥就 形成直流电压

28、输出 。由于整个电路只有 2个开关管 , 且以固定占空 比交替导通 , 这就使得电路的控制电路十分简单。3 系统仿真试验仿真原理图中的各个元件参数的设置如下 :85 应用与测试 低压电器 (2007 17通用低压电器篇 开关管使用 PSp ice 元件库中提供的开关管模型 , 它由 1个功率场效应管和 1个反向二极管并联组 成。 输入直流电压 U in =48V; 输出直流电压 U out =15V; 推挽正激箝位电容 C =40F; 副边电容 C f =1000F; 开关频率 f =20kHz 。 系统接电阻性负载 时 , 利用 PS p ice 记录下输出电压波形如图 4所示。 系统接电感

29、性负载输出波形如图 5所示。 图 4带电阻性负载时输出电压波形 图 5 带电感性负载时输出电压波形4 实验结果 设定电路输入电压为 48V , 输出为 15V 。 图 6为主电路正常工作时利用示波器记录的 控制电路输出的驱动信号波形 。图中 , 示波器通 道 2所示为主电路下面开关管的驱动波形 , 示波 器通道 4所示为主电路上面开关管的驱动波形。 图 6 控制电路输出的驱动波形 在主电路正常工作的情况下 , 用示波器记录 开关管栅源极电压 U gs 和漏源极电压 U ds , 如图 7所示 。 通道 2是 U gs , 通道 4是 U ds。图 7 主电路正常工作时 U gs 和 U ds

30、的波形 可以看出 , U gs 呈现高电平 , 即开关管导通时 , U ds 近似为零 , 即开关管在导通时压降很小 ; U gs 呈现 低电平 , 即开关管关断时 , U ds 为 2倍的电源电压 , 这是由电路拓扑决定的 , 说明电路工作是正常的。利用示波器记录原边的箝位电容电压波形图 如图 8所示。 原边箝位电容电压始终保持与电源 电压相等。 电路正常工作时 , 输出电压的波形图如 图 9所示。 由图可见 , 输出电压约为 15V, 电压十 分平稳 , 毛刺很小 , 波形很理想 , 证明逆变器开关电源的实验是成功的。图 8原边箝位电容电压波形图 9 输出电压波形5 结 语本文在研究推挽正

31、激变换器的基础上 , 对推挽正激变换器的主电路拓扑进行了仿真 , 并进一95 低压电器 (2007 17 通用低压电器篇 应用与测试 步设计制作了样机 , 测定了实际工作中电路的各点电压值 , 证实了推挽正激变换技术可以得到非 常可靠的稳定直流电压输出 。【 参 考 文 献 】1 G OP I N AT H R, KI M S, W E BSTER M , et al . Devel op 2ment of a Lo w Cost Fuel Cell I nverter Syste m with DSP Contr olJ .I EEE PES C, 2002(19 :125621262. 2

32、 Z HOU Xun wei, Y ANG Bo, A MORAOS O Luca, et al . Novel High 2input 2v oltage, High sient Voltage . .(1 :2. 3 Y AMAT N, MATS UDA Y, et al .H igh Frequency L ind DC 2AC Converter for UPS with a Ne w Voltage Cla mper C /I EEE Power Electr onics Specialists Conference, PES C 90ke wrd, 1990:7492756.4 张

33、占松 , 蔡宣三 . 开关电源的原理与设计 (修订版 M.北京 :电子工业出版社 , 2004.5 陈道杰 . .:上海交, 2005.M H, 陈建业 . 电力电子技术手册 M.北京 :机械工业出版社 , 2004.收稿日期 :2007202124(上接第 25页 图 2 协同设计平台的主界面器端启动浏览批注工具 Aut oVue, 打开接触板的三维设计图 ; 审核者作为客户器端启动浏览批注 工具 Aut o Vue, 连接服务器得到模型图 ; 然后 , 审 核者就可以提出自己对该设计的意见了。 图 3 应用实例 同时 , 还采用数据库技术模拟邮件系统 , 在系 统内部实现邮件发送等操作 。

34、 通过使用系统的个 人邮件模块 , 用户可以方便地向任何一位用户发 送邮件 。 图 4为邮件系统的实例图。图 4 邮件系统3 结 语网络协同设计是网络技术和计算机辅助设计 技术的结合 , 代表了信息时代设计方式的发展方 向 , 实时协同是目前该领域内的研究重点 。本文 通过对协同设计技术的研究 , 开发了一个基于网 络的协同设计系统 , 并通过接触板设计实例 , 给出 了系统的运行情况 。【 参 考 文 献 】1 王魁生 , 李人厚 , 李宏敏 , 等 . CSC W 系统中实时协同设计模型的研究 J .计算机工程 , 2001, 27(1 :829.2 田凌 , 陈继忠 , 赵慧设 . 网络

35、化协同设计工具 J .中国机械工程 , 2004, 15(19 :177421777.3 周祖德 , 盛 步 云 . 数 字 化 协 同 与 网 络 交 互 设 计M.北京 :科学出版社 , 2005.4 吕振远 , 田凌 , 王巧玉 . 实时协同设计技术及其支持系统 J .高技术通讯 , 2005, 15(8 :44248.收稿日期 :200621121606开关电源热设计讨论借本论题探讨热设计的方法及可靠性设计 先开个头：散热设计的一些基本原则 从有利于散热的角度出发，印制版最好是直立安装，板与板之间的距离一般不应小于2cm，而且器件在印制版上的排列方式应遵循一定的规则： 对于采用自由对流

36、空气冷却的设备，最好是将集成电路（或其它器件）按纵长方式排列，如图3示；对于采用强制空气冷却的设备，最好是将集成电路（或其它器件）按横长方式排列。 同一块印制板上的器件应尽可能按其发热量大小及散热程度分区排列，发热量小或耐热性差的器件（如小信号晶体管、小规模集成电路、电解电容等）放在冷却气流的最上流（入口处），发热量大或耐热性好的器件（如功率晶体管、大规模集成电路等）放在冷却气流最下游。 在水平方向上，大功率器件尽量靠近印制板边沿布置，以便缩短传热路径；在垂直方向上，大功率器件尽量靠近印制板上方布置，以便减少这些器件工作时对其它器件温度的影响。 对温度比较敏感的器件最好安置在温度最低的区域（如

37、设备的底部），千万不要将它放在发热器件的正上方，多个器件最好是在水平面上交错布局。 设备内印制板的散热主要依靠空气流动，所以在设计时要研究空气流动路径，合理配置器件或印制电路板。空气流动时总是趋向于阻力小的地方流动，所以在印制电路板上配置器件时，要避免在某个区域留有较大的空域。整机中多块印制电路板的配置也应注意同样的问题。电子设备散热的重要性 在电子设备广泛应用的今天。如何保证电子设备的长时间可靠运行，一直困扰着工程师们。造成电子设备故障的原因虽然很多，但是高温是其中最重要的因素（其它因素重要性依次是振动Vibration、潮湿Humidity、灰尘Dust），温度对电子设备的影响高达60。

38、温度和故障率的关系是成正比的，可以用下式来表示： F = Ae-E/KT 其中： F = 故障率, A=常数 E = 功率 K =玻尔兹曼常量(8.63e-5eV/K) T = 结点温度随着芯片的集成度、功率密度的日愈提高，芯片的温度越来越成为系统稳定工作、性能提升的绊脚石。作为一个合格的电子产品设计人员，除了成功实现产品的功能之外，还必须充分考虑产品的稳定性、工作寿命，环境适应能力等等。而这些都和温度有着直接或间接的关系。数据显示，45%的电子产品损坏是由于温度过高。可见散热设计的重要性。 如何对产品进行热设计，首先我们可以从芯片厂家提供的芯片Datasheet为判断的基础依。如何理解Dat

39、asheet的相关参数呢？下面将对Datasheet中常用的热参数逐一说明。 一、 Datasheet中和散热有关的几个重要参数 P-芯片功耗，单位W（瓦）。功耗是热量产生的直接原因。功耗大的芯片，发热量也一定大。 Tc-芯片壳体温度，单位。 Tj-结点温度，单位。随着结点温度的提高，半导体器件性能将会下降。结点温度过高将导致芯片工作不稳定，系统死机，最终芯片烧毁。 Ta-环境温度，单位。 Tstg-存储温度，单位。芯片的储存温度。 Rja/ja-结点到环境的热阻，单位/W。 Rjc/jc-结点到芯片壳的热阻，单位/W jt-可以理解为结点到芯片上表面的热阻。当芯片热量只有部分通过上壳散出的时

40、候的热阻参数。 LFM-风速单位，英尺/分钟。提供最大Ta、Tj、P-早期的芯片Datasheet一般都是这种。理论上我们只需要保证芯片附近的环境温度不超过这个指标就可以保证芯片可以正常工作。但是实际并非如此。Ta这个参数是按照JEDEC标准测试而得。JEDEC标准是这样定义的：把芯片置于一块3X4.5英寸的4层PCB中间，环境温度测试探头距离这块PCB的板边缘12英寸。可见我们产品几乎不可能满足这种测试条件。因此，Ta在这里对我们来说，没什么意义。在这种情况下保守的做法是：保证芯片的壳体温度TcTa-max，一般来说芯片是可以正常工作的。br 直接提供Tc-max-这种情况相对较少，处理也相

41、对简单。只需保证TcTc-max即可。br 提供Tj、Rjc/jc、P-近2年来，随着热设计的重要性不断提高，大部分的芯片资料都会提供上述参数。基本公式如下： Tj=Tc+Rjc*P 只要保证TjTj-max即可保证芯片正常工作。 归根结底，我们只要能保证芯片的结点温度不超过芯片给定的最大值，芯片就可以正常工作。如何判断芯片是否需要增加散热措施 第一步：搜集芯片的散热参数。主要有：P、Rja、Rjc、Tj等 第二步：计算Tc-max：Tc-max=Tj- Rjc*P 第三步：计算要达到目标需要的Rca：Rca=（Tc-max-Ta）/P 第四步：计算芯片本身的Rca：Rca=Rja-Rjc 如

42、果Rca大于 Rca，说明不需要增加额外的散热措施。 如果Rca小于Rca，说明需要增加额外的散热措施。比如增加散热器、增加风扇等等。 如前所述，Rja不能用于准确的计算芯片的温度，所以这种方法只能用于简单的判断。而不能用于最终的依据。下面举一个简单的例子： 例：某芯片功耗1.7W；Rja53/W；Tj125；Rjc25/W，芯片工作的最大环境温度是50。判断该芯片是否需要加散热器，散热器热阻是多少。 Tc-max=Tj- Rjc*P =125-25/W*1.7W =82.5 Rca=（Tc-max-Ta）/P =（82.5-50）1.7 =19.12/W Rca=Rja-Rjc =53-25

43、 =28/W Rca小于Rca，所以需要增加散热器。 散热器的热阻假设为Rs，则有： Rs/Rca小于Rca Rs*28/（Rs+28）小于19.12 Rs小于60.29/W 所以选用的散热器热阻必须小于60.29/W。上面仅是非常简单的例子，当然时间的情况要比这个复杂的多，需要通过仿真软件计算来分析和计算。 在普通的数字电路设计中，我们很少考虑到集成电路的散热，因为低速芯片的功耗一般很小，在正常的自然散热条件下，芯片的温升不会太大。随着芯片速率的不断提高，单个芯片的功耗也逐渐变大，例如：的奔腾的功耗可达到 25W。当自然条件的散热已经不能使芯片的温升控制在要求的指标之下时，就需要使用适当的散

44、热措施来加快芯片表面热的释放，使芯片工作在正常温度范围之内。 通常条件下，热量的传递包括三种方式：传导、对流和辐射。传导是指直接接触的物体之间热量由温度高的一方向温度较低的一方的传递，对流是借助流体的流动传递热量，而辐射无需借助任何媒介，是发热体直接向周围空间释放热量。 在实际应用中，散热的措施有散热器和风扇两种方式或者二者的同时使用。散热器通过和芯片表面的紧密接触使芯片的热量传导到散热器，散热器通常是一块带有很多叶片的热的良导体，它的充分扩展的表面使热的辐射大大增加，同时流通的空气也能带走更大的热能。风扇的使用也分为两种形式，一种是直接安装在散热器表面，另一种是安装在机箱和机架上，提高整个空

45、间的空气流速。与电路计算中最基本的欧姆定律类似，散热的计算有一个最基本的公式： 温差 = 热阻 功耗 在使用散热器的情况下，散热器与周围空气之间的热释放的阻力称为热阻，散热器与空气之间热流的大小用芯片的功耗来代表，这样热流由散热器流向空气时由于热阻的存在，在散热器和空气之间就产生了一定的温差，就像电流流过电阻会产生电压降一样。同样，散热器与芯片表面之间也会存在一定的热阻。热阻的单位为/W。选择散热器时，除了机械尺寸的考虑之外，最重要的参数就是散热器的热阻。热阻越小，散热器的散热能力越强。风冷散热原理 从热力学的角度来看，物体的吸热、放热是相对的，凡是有温度差存在时，就必然发生热从高温处传递到低温处，这是自然界和工程技术领域中极普遍的一种现象。而热传递的方式有三种：辐射、对流、传导，其中以热传导为最快。我们要讨论的风冷散热，实际上就是强制对流散热。 对流换热是指流体与其相接触的固体表面或流体，而这具有不同温度时所发生的热量转移过程。热源将热量以热传导方式传至导热导热介质，再由介质传至散热片基部，由基部将热量传至散热片肋片并通过风扇与空气分子进行受迫对流，将热量散发到空气中。