开关电源稳压环动态性能的最优化设计研究(完整版)实用资料.doc

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1、开关电源稳压环动态性能的最优化设计研究（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）第18卷第6期仪器仪表学报Vol .1861997年12月CHIN ESE JOURNAL OF SCIEN TIFIC INSTRUMEN TDec .1997开关电源稳压环动态性能的最优化设计研究3付永庆张林(哈尔滨工程大学电子工程系哈尔滨150001(哈尔滨工程大学水声工程系哈尔滨150001摘要本文探讨了他激式PWM 型开关电源闭环特性的最佳化设计问题,建立了“二次性能指标”权值q 与系统动态指标p 、t s 及阻尼比间的解析关系,并给出了设计与实现开关电源最好闭环传递函数的方法。

2、最后用一个设计例说明了采用本优化设计方法改善稳压环动态性能的有效性。关键词开关电源设计优化设计0引言通常,如图1所示的他激式PWM 型开关电源总可以归结为二种典型的结构,即buck 型(正激的和buck -boost 型(反激的结构。 图1他激式PWM 型开关电源原理框图图3他激式PWM 型开关电源等效系统根据文献1,对上述二种典型结构可推出由控制至输出电压间的直流增益为1:5V OU TV C =V 1N V S N SN P (buck 型(V 1N N S +V OU T N P 2V 1N V S N S N P(buck -boost 型tr 为:G 0(S =K 0H (S K 0

3、02S 2+02(2在式中,H (S 为输出滤波器的传递函数,近似关系是略去电感绕线电阻后的结果,0=1/LC 。由式(2可见,他激式PWM 型开关电源系统的开环特性总是不稳定的。因此,在实际设计中须插入调节器对系统的闭环特性进行校正。如何设计这个调节器并使系统的动态性能最佳化,就是本文下面将要深入讨论的问题。1稳压环动态性能的优化设计方法111最优化问题今取“二次性能指标”J =q V 2e (t +V C 2(t dt (3作为图2所示单位反馈系统的价值函数,则最优化解由满足J 最小化解给出。于是,把帕什伐定理及拉格朗日乘子法用于式(3后,我们可以推出该单位反馈系统的最佳传递函数2为:(S

4、 =q K 1M (S D (S V r (t 为阶跃函数时q (K 1+K 2S M (S D (S V r (t 为斜坡函数时及2(S =(1+K 2K 1S 1(S =(1+r 1S 1(S (11由此可得稳压环最优传递函数为 :(S =1K H 1(S V r (t 为阶跃函数1K H 2(S V r (t 为斜坡函数个调再利用式(9及(10可建立阻尼比与权值的关系为:=21-1+q (K H K 02-12(14由于实际设计问题总存在q (K H K 021,故利用泰勒近似由式(14可推出q 14(K H K 02(1-/02(15式中:0=2/2为系统的临界阻尼比。又因为二阶系统的

5、超调量为P =-/1-2(16所以利用系统给定的超调量指标可求出系统的阻尼比,进而用式(15可算出一个最小权值q 1。在二阶情况下,进一步推导还可建立t S 与q 间的关系为q 1+18/(0t S 22-1(K H K 02(17这里t S 为按5%终值误差选取的调整时间。显然,由上式也可以算出一个最小权值q 2。在实际设计中,权值q 的选取原则用下式给出:q maxq 1,q 2(18916第6期开关电源稳压环动态性能的最优化设计研究2最好传递函数的实现考虑到开关电源的特点,今采用(S =1K H 1(S 作系统的最好传递函数来进行实现结构图4串联校正结构设计。实现1(S 的串联校正结构如

6、图4所示。图中的K =q (K H K 02,由式(10可求出插入的串联校正环节为图5反馈校正结构G C (S =1+K K H K 0S 2+02S (S +r 1(19实现1(S 的反馈校正结构如图5所示。同样地从式(10出发,不难推出KC 及的计算式: 图6实现 (S 的归一化有源电路结构K C =(r 0/02-1K H K 0(20=r 1/(K C K H K 002(21进一步求出图5所实现的传递函数为:1(S =K 1+K r 0-02S 2+r 1S +r 0=r 0-02r 01(S (22可见,有静差存在,但是对动态性能无影响。从以上两种实现最好传递函数的系统结构看,串联

7、校正实现的为I 型系统,反馈校正实现的为0型系统。从最佳极点配置的角度看,串联校正结构存在零极点相消的情况,因此可能会引起系统内部状态的饱和或振荡,应用时要给予重视。如若进一步分析上述实现结构受电源扰动的影响,则还可以得出系统扰动传递函数:f (S =02S (S +r 1(S 2+r 1S +r 0(S 2+02串联校正时02(S 2+r 1S +r 0反馈校正时图7系统的阶跃响应曲线(2采样装置分压系数K H =0125(3输出滤波器共振频率f 0=2KH Z在文献3中用伯德图法设计的串联校正调节器为:G C (S =(01079510-3S +1201 510-3S (216510-6S

8、 +1下面对该例采用本文给出的优化设计方法重新设计。今取P =5%及t S =011ms 做为稳压环的动态性能指标,然后利用文中有关公式求出诸优化设计参数列于表1之中。利用表1中的数据及式(10和(22,直接写出稳压环最好闭环传递函数为(S =4K (r 0-02(1+K r 0r 0S 2+r 1S +r 04r 0S 2+r 1S +r 0这里(S 的实现采用反馈校正结构,虽有静差存在,但可通过微调给定电压V r (t 来补偿。表1优化设计参数表(0=2f 0优化设计参数q r 0r 1K K C 计算值2003615746028143501336171317606181868410-6前

9、已讨论,本校正结构为0型系统,但较文献3的设计有显著改善动态性能的效果。为做对比,将计算机上做出的数值仿真结果列于表2之中。表2系统的单位阶跃响应设计方法动态性能指标t S1(ms t S2(ms t P (ms Pmax优化设计010570124001026161339%表中t S1和t S2分别为5%和2%终值误差下的调整时间。4实验结果与结论除计算机数值仿真外,对前述设计例还进行了实际电路模拟,图7为实验结果。由图可见,实验与数值仿真曲线吻合较好。这表明本优化设计方法具有工程应用价值。最后,我们得出结论:(1采用本文给出的优化设计方法,可设计出动态特性优良的PWM 型开关电源系统,尤其是

10、大功率开关电源系统;(2本设计方法也适用于设计带有恒流环的双环反馈开关电源系统;(3实现电路简单,系统静差易于用微调给定电压V r 的方法纠正。参考文献1梁适安,转换式电源供给器原理与设计,世界图书出版公司,1990,1831872李镇铭,环路法及最佳状态反馈系统设计,国防工业出版社,1988,1271333付永庆等,开关电源系统稳定性补偿电路的设计,哈尔滨工程大学学报,1997,Vol.18,No.2,9297(下转639页126第6期开关电源稳压环动态性能的最优化设计研究开关电源输入滤波电路的优化设计研究 摘 要：原有的输入滤波电路结构复杂，所用元器件较多，却还不能达到EMC指标要求。为此

11、，本文提出了一个简单实用的拓扑结构，并详细介绍了输入滤波电路的设计方法，理论分析和测试结果证明了该方法的可行性和实用性。关键词：电磁干扰 电磁兼容 输入滤波电路 开关电源 一、引言开关电源是通讯系统的动力之源，已在通信领域中达到广泛应用。但由于其高频率、宽频带和大功率，它自身就是一个强大的电磁干扰（EMI）源，严重时会导致周围的电子设备功能紊乱，使通讯系统传输数据错误、出现异常的停机和报警等，将造成不可弥补的后果；同时，开关电源本身也置身于周围电磁环境中，对周围的电磁干扰也很敏感（EMS），如果没有很好的抗电磁干扰能力，它也就不可能正常工作。因此，营造一种良好的电磁兼容（EMC）环境，是确保电

12、子设备正常工作的前提，且也成为电子产品设计者的重要考虑因素。不仅如此，国内外已有多种法规和标准对电子产品的电磁干扰限值和灵敏度作出规定和限制。欧共体有关EMC的委员会于92年制定了相关法令，96年开始生效，法令规定不符合EMC标准的产品不得进入市场，同时将EMC认证和安规认证作为产品认证的首要条件。我国信息产业部也多次召开电磁兼容标准论证会，并作出规定：2001年1月1日以后进入市场的产品必须有EMC标志。可见，电磁兼容（EMC）认证已是产品顺利进入市场并走出国门最基本的要求。但是，由于以前设计的电源产品，对EMC重视不够，致使所有的电源产品几乎均超标，已经影响到公司电源产品的销售，因此，解决

13、这一问题已是迫在眉睫。而影响电源EMC超标的主要原因就是：输入滤波电路的设计不合理。到目前为止，还没有介绍电源输入滤波电路设计方法的报道。本文首次对电源输入滤波电路设计方法进行全面、详细的讨论，提出了一套简单实用的滤波电路，并应用到我司的电源产品中。给出的测试结果和理论分析证明了该设计方法的实用性和可行性。 二、 输入滤波电路的拓扑结构优化设计输入电路中主要包含五个元件：共模、差模电感，X、Y电容，放电电阻。输入滤波电路的设计，事实上就是将这些元件如何进行组合的问题，但在进行组合时必须遵循一定的原则。1、 对输入滤波电路的要求11 双向滤波功能。对电网 开关整流器及开关整流器 电网的干扰信号均

14、有很好的滤波效果。12 能抑制共模和差模干扰。能抑制相线与相线、相线与中线之间的差模干扰及相线、中线与大地之间的共模干扰。工程设计中重点考虑共模干扰的抑制。为了抑制差模和共模干扰，通常的在滤波电路中同时包含有差模和共模电感，但基于以下原因差模电感可去掉：（1） 共模干扰的影响更大，而差模干扰的影响要小得多。一方面同样程度的共模和差模干扰，共模干扰所产生的电磁场辐射高出差模34个量级；另一方面，共模干扰信号通过机壳或地阻抗的传导和耦合对其它的电源和系统也会产生干扰。（2） 共模电感中含有差模的成分。共模电感存在漏感且其两线圈不可能完全对称，所以其本身就可起到差模电感的作用，能抑制电路中的差模干扰

15、。（3） 电容的选择有利于抑制差模干扰。差模（X）电容通常比共模（Y）电容大得多。13 满足最大阻抗失配原则。这里的阻抗是指相对工频而言频率较高的干扰信号来说的。对输入滤波电路而言电网相当于源，而开关整流器则相当于负载。所谓阻抗最大失配就是：当源或负载对高频干扰信号的等效内阻为低阻时，输入滤波器应呈高阻；反之则应呈低阻。通常电网是一电压源，而开关整流器本身从输入端看进去，就共模干扰信号而言等效于一个电容和电流源的并联，因此，对高频信号二者均属于低阻。14 工频等效阻抗尽可能低，高频(高于某一截止频率的信号)等效阻抗尽可能高(插入损耗尽可能大)。频段范围为几十KHZ几百MHZ。这一点主要取决于元

16、器件、原材料的选择及其参数。2、 优化的输入滤波电路根据上面的要求，可得到优化的输入滤波电路如图1.所示，从图中可看出：与传统的输入滤波电路相比，该滤波电路去掉了差模电感，滤波器的输入输出也不需再加共模电容。图1. 优化的输入滤波电路 上图中：R1为放电电阻；L1、L3为低频共模电感；L2为高频共模电感；CX1、CX4为X电容；CY1CY4 为Y电容。三、输入滤波电路元器件选择和参数计算 滤波电路的拓扑结构确定以后，接下来的问题就是元器件的选择及其参数的计算，下面将以50A单体为例，详细介绍元器件和原材料的选定原则、参数计算方法及电感的绕制工艺要求等。1 放电电阻放电电阻R1的选择原则是：在容

17、许的情况下，阻值越小越好，以给X电容容量的选择留下足够的空间。R1的选择还应考虑耐压（通常选金属氧化膜电阻，电压按0.75降额）和功耗（按额定功率的0.6降额）。假设，所选电阻的额定功率为Pr，承受的最高输入电压有效值为Vinmax，则有： R1 (Vinmax)2/(0.6Pr) （1）如：设Pr=2W，Vinmax=300V，则R175K，可取R1=100K。R1的另一限制是：其承受的瞬时功耗不能超过额定功率的四倍。R1承受的瞬时最大功耗与浪涌或雷击经过防护电路后的残压有关。设残压为1200V，则R1还应满足： R1 12002/(4Pr) （2）将Pr=2W代入上式得R1180K，所以取

18、R1=100K不满足这一条件，综合考虑应取R1=200K较合理。在此要注意：从放电电阻R1承受的瞬时功耗方面考虑，R1的位置也很重要，放在最前面显然不合适，放在中间某一位置或后面较好。如果想要将R1进一步减小，可采用两个或多个电阻并联的形式，这可根据具体情况而定。对于50A单体采用两个电阻并联，则放电电阻为R1=100K。2、 X、Y电容21 X电容（1） X电容容量的选定X电容容量的选择受到放电时间的限制，根据安规要求，断电后输入端口电压放电到安全电压峰值42.4V的时间不超过1S，可根据下面的经验公式估算：设Cx为所有X电容的总和。 Cx1/(2.2R1) （3）将R1=100K代入上式得

19、：Cx4.5uF，可取Cx=4.4uF，如图4所示的电路中，X电容共有两个，每个X电容的容量为2.2uF。（2） X电容的耐压要求X电容的选择还要考虑耐压能力（按额定电压的0.6降额）：由于X电容靠近电源线输入端，所以必须具备承受瞬时高电压（高达1200V）的能力。（3） X电容的频率特性（低的ESR和ESL）：对同样材质的电容器，容量越小，频率特性越好。电容器典型的频率特性是：随着频率的增加，电容总的等效容抗减小，但当频率增加到某一值时，容抗却反而开始增加。假设把这一频率定义为电容容抗的转折频率，则电容容量越小，转折频率越高即频率特性越好。因此，为得到相同的电容量，可采用将若干小容量电容并联

20、的方式，这样可提高电容的高频特性。综上所述，在图4.所示的电路中的X电容，可选“金鞍”电容（R.46），每个X电容可选用2.2uF电容。其额定电压为275Vac，瞬时耐压为：1500Vac/1S，2500Vac/0.1S。22 Y电容（1） Y电容容量的选定Y电容容量的选择受到漏电流的限制，根据安规要求，在额定输入电压下，相线或零线对地的漏电流不超过3.5mA。假设相线或零线分别对地的电容为Cy，则有：2202foCy3.5mA （4） 上式中：fo=50HZ为工频频率，代入上式可得Cy=(Cy1+Cy3)=(Cy2+Cy4)Ls为止。当然也可在磁芯维持不变的情况下，减小线圈尺寸，增加匝数，以

21、使电感量变大，但这会增加铜损（建议尽可能不采用此方法）。再补充一点：在体积容许的情况下，尽可能选用大一些的磁芯，这可在保证相同的电感量时，减少线圈匝数，使分布电容减小。*下面我们就以50A单体为例说明磁芯材料的选择和匝数计算方法：(1) L1=L3=3.2mH，输入最大电流有效值为Iinmax=18A.设计步骤如下：第一步：确定绕线尺寸。=2mm第二步：选择满足尺寸要求的磁芯。选用环形Mn-Zn铁氧体材料MAO7A，型号为R483015，AL=9870(nH/N2)，内径为Df=300.5mm=29.5mm。第三步：计算磁芯能绕下的最大匝数。 Nmax=160(Df-D)/(360D) =16

22、0(29.5-2)/(3602)=19.2N 取Nmax=18N第四步：根据磁芯的磁导率或电感因子，估算电感。 L=Nmax2AL (mH)= 1829870/106 (mH)=3.2mH第五步：校正电感。从上式可得计算的电感等于LS， 磁芯选择正确。(2) L2的计算,L2=30uH, 输入最大电流有效值为Iinmax=18A.设计步骤如下：第一步：确定绕线尺寸。=2mm第二步：选择满足尺寸要求的磁芯。选用环形NI-Zn铁氧体材料B8#，型号为RH28.328.513.8，内径为Df=13.8mm,磁导率为800。第三步：计算磁芯能绕下的最大匝数。 Nmax=160(Df-D)/(360D)

23、 =160(13.8-2)/(3602)=8N 取Nmax=8N第四步：根据磁芯的磁导率或电感因子，估算电感。 Ae =2.07cm2,Le=6.61cm L=Nmax2r 0 Ae /le= 828002.0743.1410-710-4/(6.6110-2 )(mH)=200uH第五步：校正电感。从上式可得计算的电感大于LS，为减小分布电容,磁芯不变,减少匝数。设为3匝,重复上述计算可得:L=30uH=Ls.3 4 电感的绕制工艺（1） 单层绕制：采用单层绕制，可有效的减小分布电容。在选用材料时，环形磁芯的体积应足够大，以确保单层绕制时的线圈匝数。（2） 绕制线圈采用单股线：采用单股线，可利

24、用集肤效应有效的抑制高频干扰信号。频率越高，由于集肤效应产生的等效高频阻抗就越大。（3） 线圈的绕制范围：由于共模电感在一个环形磁芯上绕制了两组线圈，为了保证两组线圈的绝缘性能，两组线圈分别占据的弧度不能超过160度。（4） 温度和应力的影响：一个共模电感除了磁芯外，还包含了三种材料，线圈、绝缘材料和密封材料（清漆）。（a） 绝缘材料是包裹在磁芯上的，用于使磁芯和电感线圈绝缘。共模电感在工作时，会有较高的温升，由于绝缘材料有自身的温度限制，很容易因温度过高而损坏，以至影响绝缘性能，所以在选择绝缘材料时，要注意其耐高温的性能。（b） 密封材料是电感线圈绕制完成后，最后一道工序例如清漆等所使用的材

25、料、灌封的环氧等，用于加强绝缘和防潮。如果这些密封材料的热膨胀系数与铁氧体材料有差异，就会对铁氧体产生应力。但是铁氧体材料的性能对机械应力尤为敏感，特别是高导磁率的材料，在很小的应力下，磁导率就会减少许多。因此在选用密封材料时，一定要使它与铁氧体材料有尽可能相同的热膨胀系数。（c） 在绕制线圈时也会产生较大的应力：通常在铁氧体磁芯上绕制线圈时，线圈拉得很紧，加之温度变化引起的热长冷缩均会产生较大的应力，影响铁氧体材料的性能。为了减小由此产生的应力，可在磁芯上垫一种类似橡胶的软材料，以减小应力。四、 输入滤波电路印板设计印板的布线设计与滤波器所使用的元器件（如：X、Y电容，共模电感和放电电阻等）

26、的布置有关，在进行设计时需考虑以下几方面的问题：（1） 滤波器的输入输出线要分开，最好分别从印板的两边引出，以免相互耦合或形成环路，而且引线要尽可能短。（2） 元器件布置要合理，引脚或引线尽可能短而粗。每个元器件的输入或输出必须严格分开，分别从两侧引出，如果从两侧引出受到限制，输入输出线的夹角也不能低于90度。电容的管脚间距与焊盘间距应严格相等。（3） 由于流过滤波器电流较大，印板上的线条较宽，走线最好采用网格的形式，这样可减少辐射干扰。（4） 地线尽可能宽，如有可能，可使地线布满所有的剩余空间，当然，布线也应采用栅格的形式。（5） 输入滤波电路部分与其它部分（如输入端子等）相连时，尽可能采用

27、接插件方式进行连接。五、 输入滤波电路的屏蔽和接地1、 输入电路应用屏蔽盒屏蔽起来一方面，当谐波通过输入电路或输入电路产生振荡时，将会在周围空间产生电磁场；另一方面，当输入电路置身于电磁场环境中时，也容易受干扰。因此，输入电路最好用导电、导磁性能良好的金属盒屏蔽起来，屏蔽盒金属板的厚度通常在0.51mm的范围内；为了散热在屏蔽盒上开的通风孔应为圆孔；屏蔽盒安装在底版上时，要尽可能减小缝隙，确保屏蔽盒与底版的接触良好可靠。2 输入电路的输入输出线要分开，最好从屏蔽盒的两侧引出，以免相互耦合，而且引线要尽可能短，避免形成环路。3、 需要接地的元器件和屏蔽盒与大地的接触要良好可靠。六、 测试结果和结

28、论1、 50A单体输入滤波器未做改造前的测试波形如图2.1、2.2所示。2、 采用改进滤波器的测试波形如图3.1、3.2和3.3所示。3、 结论31 从测试波形可看出，采用新改进的滤波器以后，EMC性能比以前有很大的提高，辐射和传导均达到了EMC的限值要求，并还有很大的余量。说明所提出的优化结构和设计方法是可行的、实用的。该设计方法已在电源产品中推广使用。32 输入滤波电路中可去掉差模电感。33 输入滤波电路输入端和输出端可不加Y电容。图2.1 传导测试波形图2.2 辐射测试波形(垂直和水平)图 3.1 垂直辐射波形及其对应最高点的值(读点)和频率图3.2 水平辐射波形图3.3 传导波形 20

29、21年7月25日第26卷第4期Telecom Power Technology J ul. 25, 2021, Vol. 26No. 4 收稿日期:2021204222作者简介:刘雪山(19812 , 男, 吉林松原人, 西南交通大学电气工程学院硕士研究生, 研究方向为开关电源技术及应用。杨静(19832 , 女, 重庆南川人, 西南交通大学电气工程学院硕士研究生, 研究方向为开关电源技术及其品质保证技术。文章编号:100923664(2021 0420045204设计应用开关电源的过载保护电路设计刘雪山1, 杨静1, 张鸿儒2(1. 西南交通大学电气工程学院, 四川成都610031; 2.

30、西南交通大学信息科学与技术学院, 四川成都610031 摘要:基于UC 3842的反激式开关电源, 文中从原理和实验两方面分析了恒功率控制和恒电流控制的过载保护电路, 阐述了各自的特点, 并提出了一种适用于短暂过载场合的延时锁定关断过载保护电路, 实验证明此电路工作于保护模式时开关元件无开关应力, 为高峰值负载电源过载保护电路的设计提供了一种有效的方法。关键词:开关电源; 打嗝模式; 开关应力; 锁定保护; 中图分类号:TN 86, TM 46文献标识码:ADesign of Over Load Protection Circuit for Switching Mode Power Suppl

31、yL IU Xue 2shan , YAN G Jing , ZHAN G Hong 2ru(1. School of Electrical Engineering , Southwest Jiaotong , , ; 2. School of Information Science &Technology , Southwest , China Abstract :Based on fly 2back converter with UC 3842, of constant power control and constant current control are analyzed from

32、 characteristics of these two overload protection circuits are presented. A for transient overload is proposed. Experi 2ment results verify that stress in protection mode , which provides an effective method to for mode power supply with high peak load.Key ; ; switching stress ; latch protection0引言电

33、源在一个典型的系统中担当着非常重要的角色, 从某种程度上可以看成系统的心脏。电源在给系统电路提供持续、稳定能量的同时, 还要能使系统免受外部及内部的侵扰和损害, 如浪涌电流、雷击电流以及系统故障引起的电源损坏等, 这就需要各种保护电路1。开关电源设计中, 对负载的保护以及因负载失效而对电源的保护是设计中需要考虑的很重要的方面, 选择合适的保护电路, 将它们结合在一起, 会使产品性能得到提高1。本文基于UC 3842的反激式开关电源从原理和实验上分析了恒功率控制和恒电流控制的过载保护电路, 阐述了各自的特点及应用场合, 并提出了一种适用于短暂过载场合的延时锁定关断过载保护电路。实验证明此电路工作

34、于保护模式时开关元件几乎无开关应力, 为高峰值负载电源过载保护电路设计提供了一种有效的方法。1恒功率控制过载保护电路UC 3842控制的电流型反激式开关电源原理图如图1所示, 它采用双环控制模式, 一个是检测输出电压的电压外环, 一个是检测开关电流的电流内环, 而与电流内环并行的是逐周期限流的功率限制模块2, 3。其中U in 为全电压范围全桥整流后的直流电压, U th 对应PWM 芯片的限制功率点, 由于齐纳二极管Z 1的作用, U th 的电压值钳位在1V , 使电感峰值电流受到限制, 进而实现功率限制。当输出负载达到功率限制点后, 随着负载电流的继续增大, 输出电压将降低, 进入恒功率

35、控制阶段; 由于提供给控制芯片供电的辅助电源电压反映输出电压4, 当输出电压降低到一定程度, 辅助电源将不能维持IC 正常供电, 电源将做重复的关断重启动作, 进入打嗝模式(Hiccup -mode 1保护阶段; 负载恢复正常后, 电源恢复正常工作。根据上述原理可知图2所示的恒功率控制过载保护电路输出电压与输出电流关系。图1电流型恒功控制反激式开关电源原理简图值得注意的是, 从开关电流取样至开关管Q 1关54 2021年7月25日第26卷第4期Telecom Power Technology J ul. 25, 2021, Vol. 26No. 4 断存在传输延迟, 包括控制芯片从电流取样输入

36、至输出的传输延迟(UC 3842的典型值是150ns 5 、开关管Q 1的关断延迟以及用于消除开关电流前沿尖峰的滤波电路造成的延迟。这段延迟时间会使在全电压范围工作(90264Vac 的开关电源低压工作与高压工作的最大功率点不一致, 实际应用中需要加入输入电压补偿电路进行补偿, 以减小高输入电压与低输入电压时最大功率点的差异6。如图1所示,即该电路通过补偿电阻R P 、R S 2对侦测的开关电流信号叠加一个随输入电压变化的直流分量来实现补偿作用2。实际应用中, R S 2取值为1k 左右, 以保证R P 的取值足够大以及对控制IC 进行保护。下面将分别介绍不连续导电模式(DCM 、连续导电模式

37、(CCM 两种情况下R P 与R S 1的求法。图3为分别在两种模式下补偿后的开关电流波形图。其中, I th 为UC 3842的最大电流取样输入门限, 其值为U th 与检测电阻R S 1的比值, I CL 、I CH 为低压与高压输入时的补偿电流, t d 为从开关电流取样输入至开关管Q 1关断的传输延迟, I PH 电压时的开关电流峰值, I PL 流峰值。 1. 1DCM 模式由图1和图3(a 可知, 在DCM 模式下, 有:I CL =R P +R S1+R S2(1 I CH=R P +R S1+R S2(2U th =I CL R S2+I CL +P f R S1(3 L P t d -I CL =L Pt d -I C