一种基于正激变换器的开关电源设计方法(完整版)实用资料.doc

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1、一种基于正激变换器的开关电源设计方法（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）一种基于正激变换器的开关电源设计方法收藏此信息 打印该信息 添加：郑 慧 汤天浩 韩金刚 来源：未知1 引言 经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的dc-dc变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几

2、种基本dc-dc变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。本文在对基本的buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。2 buck变换的拓扑结构与参数设计基本buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源vi、串联开关s

3、、续流二极管vd和由lc组成的电流负载组合而成，其中l的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由c决定，这是最基本的一种直流变换器。图1 基本的buck变换器文献1给出了buck变换器的电路设计公式，根据buck变换器的输出公式:式中:为占空比，且有:ton/t，则vo/vi。电感l的计算公式为:式中:f为开关频率;iomin为输出最小电流。而电容c的计算公式为:式中:vo为输出电压纹波。3 正激变换的公式推导3.1 拓扑结构与工作模式一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示，由于正激变换器是在基本的buck型变换器基础上多了一个隔离变压器t1、一个二极管vd1和一个由回收绕组n3和箝位二

4、极管vd3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化，所以设计时不能直接使用上述基本buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析，采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的buck变换电路，由此可将基本buck变换电路的参数计算公式(2)和(3)推广到一类正激变换器的参数计算，建立新的设计公式。图2 单管正激变换器主电路结构正激变换器的工作模式为:(1) 当v1导通时，二极管vd1导通，输入电网经变压器耦合向负载传输能量，此时，滤波电感l1储能;(2) 当v1截止时，二极管vd1截止，电感l1中产生的感应电势使续流二极管vd2导通，电感l1中储存的能量通过二极管vd2向负载释

5、放。3.2 等效变换与参数计算根据对正激变换器工作模式的分析，可以发现二极管vd1的通断与开关管v1的通断同步，因此可以将二极管vd1用一个等效开关管v代替，如果可以忽略v1的导通压降，则变压器副边绕组的感生电压为:式中:k为变压器的匝比，且有kn1/n2。如果用一个大小为vi的电压源代替变压器副边绕组，就可以将整个正激变换器的输出边等效变换为一个基本的buck变换器。等效电路如图3所示，图中用开关v代替了图2电路中的开关管v1与二极管vd1的作用。由此，通过等效变换的正激变换器主电路拓扑结构与图1所示的基本buck变换器的拓扑结构一致。这样，就可以采用基本buck变换器的参数计算公式(2)和

6、(3)来设计正激变换器。图3 等效buck变换器 由图3可将公式(2)和(3)推广，得到等效后的正激变换器参数计算:（1） 占空比的计算:（2） 滤波电感的计算:（3） 滤波电容的计算:式(5)、(6)和(7)即为正激变换器的参数计算公式，从式(5)可知占空比不仅与输入输出电压有关，还跟变压器的匝比有关，与式(2)和式(3)相比，滤波电容与电感的计算也多了一个变压器的匝比参数k。3.3 计算公式验证现通过pspice仿真来验证所推公式的正确性。设计一个正激变换器，要求其输入电压为48vdc，输出电压为12vdc，输出电流为5a，输出电压纹波分量 vo为1v，开关频率f为50khz。先选定0.4

7、，即ton8s，再由式(5)、(6)和式(7)算出变压器的匝数比为1.6，l115h，c124f，而rlvo/io2.4。在pspice下绘制电气原理图，并对其进行暂态时域分析，仿真时间设为1ms。仿真输出电压波形如图4所示，可以看出，其输出电压在0.2ms后就已经稳定在所要求的12v上了，其输出纹波也完全符合要求，从而证明前面所推公式是正确的。图4 双管正激变换器主电路4 开关电源设计举例现利用上述方法，设计一个双管正激型开关稳压电源，要求输入电压为48vdc，输入变化范围为5，输出电压为12vdc，输出电压纹波范围为1v，输出电流为5a，开关频率为50khz。（1） 主电路参数计算选取双管

8、正激电路作为开关稳压电源的主电路，如图5所示。其工作原理与单管正激变换器相同，只是这里的两个开关管同时导通和关断，且因为有vda、vdb，不需另外的复位电路。控制电路则采用简单的电压控制模式。 图5 双管正激变换器主电路这里可以直接用正激变换器的公式计算其参数。由设计要求可知t1/f20s，rvo/io2.4，iomin11.5v/2.44.79a。由于双管正激电路占空比最大只能为0.5，因此可以选取当输入为45.6v(输入电压最小)时，占空比为0.45，然后由式(5)算出变压器的变比为7/4，由式(6)求出电感l=13h，根据式(7)解出电容c=25f。(2) 控制电路参数计算开关电源采用占

9、空比控制方式，可分为电压模式控制和电流模式控制两大类。电压模式控制仅有一个电压控制环，电流模式控制中还存在电流内环。这里采用电压模式控制，如图6所示，运算放大器u1为电压控制器，运算放大器u2为比较器。其控制原理为，取样于输出电压的反馈电压uf与给定电压v3相比较，经过比例积分环节，输出电压再与锯齿波v1比较，产生一个pwm波，去驱动开关管。图6 开关稳压电源的控制电路控制电路采用pi电压调节器，需要确定的参数有c2、r3和r2，还有输出采样电阻。选取取样电压为输出电压的1/6，取样电阻的值最后根据调试结果确定。根据不同要求的输出电压，调节可变电阻r6，以获得相应的给定电压。取截止频率为开关频

10、率的1/20，即=0.0004s。取r2=10k，先取放大倍数kp=10，则r3=100k，c2=/r3=40pf。5 仿真试验将设计的开关电源用pspice进行仿真，首先在pspice下绘制电气原理图，仿真电路如图7所示。再按上述步骤进行参数设计，最后进行仿真试验和电路调试，由于仿真试验的主要目的在于参数的确定和调试，因此，为简便起见可暂不考虑保护电路的作用。调试后的各参数最佳值见图7。图7 开关稳压电源电路原理图将图7所示的开关电源控制电路图用pspice进行仿真，并进行暂态时域分析，仿真时间设为2ms。仿真输出波形如图8所示:图8 vi45v时的pwm波形、输出电压和取样电压波形图9 v

11、i48v时的pwm波形和输出电压从图8可以看出，其输出电压和反馈电压均满足设计要求。从图9和10可以看到，虽然输入电压发生了变化，但该系统能实现对占空比的自动调节，使其输出电压稳定在所要求的12v，而且输出纹波和稳定时间均满足设计要求。图10 vi51v时的输出电压波形图6 结束语本文通过对正激变换电路进行等效变换，将基本buck变换器的参数计算公式推广到一类正激变换电路的参数设计，并采用pspice仿真软件进行正激变换器的仿真试验，仿真结果表明了所推导公式是正确的。进而对开关电源进行了pspice仿真、调试，证明了所推导的正激变换器参数计算公式适用于所有隔离型buck变换电路。随着低成本、高

12、性能D S P 的出现,尤其是A /D 和P W M 性能的大幅提高。D S P 控制的开关电源将越来越多地在电源工业中应用。基于DSP 的数字控制能实现更丰富的功能控制策略。可以在一个标准化的硬件平台上,通过更新软件满足不同的需求。数字控制器也更少的受到环境变化和噪声的影响。TI 公司推出的32位DSPTMS320F28系列,系统时钟达到100MHz,外设集成了高分辨率的PWM 模块,转换速率高达160ns 的12位A/D。相比TI 早期推出的24系列DSP,各方面都有了很大的提高。这些都新功能的出现降低了DSP 实用化的难度,然而对于多数电源工程师,他们大多数是模拟方面的专家,对于数字化设

13、计则面临许多技术上的挑战。1电路模型仿真B UC K 变换器的电路模型如图所示。其中各项电路参数如下:V in =34V ,V o u t =1.2V ,最大输出电流I out =20A,等效负载电阻R L =V out /I out =0.06最大输出电压V omax =1.3V;PWM 开关工作频率f p w m =250k H z ,电压环采样频率fs=250khzL=1H,C=1800F,等效串联阻抗R c =0.004Ohm电压环带宽取f cv =20kHz,相位域度为45。 电路的环路模型如图2所示。其中Gp(s根据Buck电路的小信号模型如下:在Matlab中分析G p (s的环

14、路特性如下;V in =3.3;R c =0.004;C =1800e -006;L=1e-006;R l =0.061;V omax =1.3;G p =t f (V in *Rc*C l 1,L*C*(1+R c /R l R c *C+L/R l 1;sisotool(Gp;利用Matlab中的Sisotool工具设计一个校正函数Gc(s如下:校正后的环路特性如Figure4:利用Matlab中的c2d函数将Gc(s转为离 散形式:G cz =c 2d(Gc(s,Ts,tustin得到分解得到:U (n =1.598U (n -1-0.5985U(n-2+12.49E(n-22.81E(

15、n-1+10.41E(n-2结论:当这个仿真结果用于实际的产品测试中,在从0到15A 的动态变化时,只需要30s 的响应时间,这个结果是比较满意的。2软件实现代码根据U(n给出在DSPTMS320LF2801中一个基于D S P 的D C /D C 开关电源设计方法章道林(北京交通大学摘要:本文描述了T M S 320F 280X 在D C /D C 高频开关电源中的设计和应用。通过M A T L A B 给出一个B U C K 拓扑的D C /D C 变换器的波特图,接着设计一个较正环节用来优化变换器环路特性,最后给出D S P 的软件编程。关键词:D S P B U C K P W M中图

16、分类号:F407.61文献标识码:A文章编号:1673-0534(200610(a-0045-02 图3图4图1电路模型图2环路模型(下转47页 因为20时0,即转速表的示值稍高。相对误差为对于带重锤离心器的转速表所引证的公证,对于带圆环离心器的转速表同样也是适用的。若=-410-4 ,则当温度t=-60时离心式转速表的相对误差(用百分数表示为:d%=100%=210-4(-60-20210%=-1.6%由例题可以看出,离心式转速表的温度误差可能达到较大的数值。实现的代码:;Description:;Performsasecondorderdifference equationofthefor

17、m:;B2z2+B1z+B0;U(z/E(z=-;-A2z2-A1z+1;U(n=A1*U(n-1+A2*U(n-2+B0*E (n+B1*E(n-1+B2*E(n-2;U(n-1=outputfromlastsample cycle;U(n-2=outputfrom2samplespast ;E(n=presenterror;E(n-1=errorfromlastsample cycle;E(n-2=errorfrom2samplespast ;|y(n-1|0CNTL_2P2Z_DBUFF ;|y(n-2|2;|e(n|4;|e(n-1|6;|e(n-2|8;|b2=10.41*Q26=0

18、x29a3d70a|0C N T L _2P 2Z _C O E F F;|b1=-22.81*Q26=0xa4c28f5c|2;|b0=12.49*Q26=0x31f5c28f|4;|a2=-0.5985*Q26=0xfd9b22d0|6;|a1=1.598*Q26=0x06645a1c|8;|a0=0|10;_CNTL_2P2Z_Fdbk:currentout-putvoltageADsample;_CNTL_2P2Z_Refoutputvoltage referencevalueCNTL_2P2Z.macroxM O V W D P ,#_C N T L _2P 2Z _R e f :x

19、 :M O V L X A R 4,_C N T L _2P 2Z _R e f :x :;NetpointertoRef(XAR4M O V L X A R 5,_C N T L _2P 2Z _F d b k :x :;NetpointertoFdbk(XAR5M O V L X A R 6,_C N T L _2P 2Z _O u t :x :;NetpointertoOut(XAR6M O V L X A R 7,C N T L _2P 2Z _C O E F F :x :;Localcoefficientpointer (XAR7S E T C S X M ,O V MM O V A

20、 C C ,*X A R 4;Q 15S U B A C C ,*X A R 5;Q 15LSLACC,#16;Q31;DiffequationM O V L C N T L _2P 2Z _D B U F F :x :+4,A C CM O V L X T ,C N T L _2P 2Z _D B U F F :x :+8;XT=e(n-2,Q31Q M P Y L A C C ,X T ,*X A R 7+;b2*e(n-2,Q26*Q31(64-bitresultM O V D L X T ,C N T L _2P 2Z _D B U F F :x :+6;XT=e(n-1,e(n-2=

21、e(n-1Q M P Y L P ,X T ,*X A R 7+;ACC=b2*e(n-2P=b1*e(n-1,Q26*Q31(64-bitresultADDLACC,P;64-bitresultinQ57,SoACCisinQ25M O V D L X T ,C N T L _2P 2Z _D B U F F :x:+4;XT=e(n,e(n-1=e(nQ M P Y L P ,X T ,*X A R 7+;ACC=b2*e(n-2+b1*e(n-1,P=b0*e(n,Q26*Q31(64-bitresult;64-bitresultin Q57,SoACCisinQ25ADDLACC,P;

22、ACC=b2*e(n-2+b1*e (n-1+b0*e(n,Q25S F R A C C ,#1M O V L C N T L _2P 2Z _t e m p :x :,A C C ;Q24M O V L X T ,C N T L _2P 2Z _D B U F F :x :+2;XT=u(n-2,Q24Q M P Y L P,XT,*XAR7+;P=a2*u (n-2,Q26*Q24(64-bitresultM O V D L X T ,C N T L _2P 2Z _D B U F F :x:;XT=u(n-1,u(n-2=u(n-1,Q24Q M P Y L A C C ,X T ,*X

23、 A R 7+;ACC=a2*u(n-2;64-bitresultinQ50,SoACCisinQ18A D D L ACC,P;ACC=a1*u(n-1+a2*u(n-2,ACCinQ18LSLACC,#5;Q23A D D L A C C ,A C C ;Q 24A D D L A C C ,C N T L _2P 2Z _t e m p :x ;Q24,ACC=a1*u(n-1+a2*u(n-2+b2*e(n-2+b1*e(n-1+b0*e(nM O V L C N T L _2P 2Z _D B U F F :x :,ACC;ACC=u(n(Q24;Saturatethe result

24、0,1M I N L A C C ,*X A R 7+M A X L A C C ,*X A R 7+;moveresulttoUoutasaQ15L S L A C C ,#7M O V *X A R 6,A H参考文献1Ridley.R.B.Averagesmall-signalanalysisoftheboostpowerfactor correctioncircuit.Proceedingsofthe VirginiaPowerElectronicsCenter Seminar(VPEC,Blacksburg,VA,Sept.1989.2Dixon.L.H.Averagecurrent

25、ModeControlofSwitchingPowerSupplies.UnitrodePowerSupplyDesignSemi-narManualSEM700,1990.在温度205时离心式转速表引用误差通常在1%到2%的范围内。离心式转速表的示值与轴的旋转方向无关。转速表安装不正确所引起的误差。固定式转速表安装在设备上,所装的位置应符合调整和检定时的位置,否则将会产生误差。用于联接转速表轴和机器轴的传动装置(联轴节、软轴等等安装不正确,亦会引起仪器示值不正确。此外,转速表在工作时所引起的指针振动和大幅度摆动也与前面所研讨的误差相关联着。指针摆动很难进行读数。指针摆动是由于转速表机构装配不

26、正确和个别零件制造上的缺陷而产生的。如转速表轴在轴承内纵横跳动,活动套环与轴不垂直、扇形齿轮轴的过大间隙,离心器重锤不平衡,传动轴齿轮啮合不正确等等都属于这类缺陷。指针较大幅度的摆动是由于转轴的缺陷及其安装的缺陷。如轴在轴承内卡着,齿轮啮合不正确以及活动套管内表面不平滑等因素造成的。(上接45页综合资讯 在线阅读 原文阅读 在线商城 下载专区 D A T A S H E E T技术论坛 商务频道嵌入式系统单片机 D S P EDA/PLD接口电路存储技术显示光电电源技术传感/控制模拟技术通信网络无线通信电测仪表消费电子汽车电子所在的位置:首页 技术文章 电源技术 正文入门最佳:O K-2440

27、-I I I S3C2440A R M9开发板(开发板+培训教程+源码+开发工具红色飓风I I代-A l t e r a版USB2.0-CY7C68013-128S开发板红色飓风I I代-X i l i n x版一种基于正激变换器的开关电源设计方法发布日期:2006-03-15 作者:郑慧 汤天浩 韩金刚 来源:变频器世界摘要:本文通过对正激变换器拓扑进行等效变换,推导出其参数计算公式,并用P s p i c e对正激变换器电路进行仿真验证。最后,设计一个以双管正激电路为主电路的开关电源,并给出了P s p i c e的仿真结果。关键词:正激变换器等效变换参数计算 Pspice仿真开关电源1引

28、言经过多年的发展,开关电源技术已经取得了很大成功,其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂,涉及的元器件较多,以及要降低成本、提高可靠性,仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验,也有一定的难度。对于第一个问题,由于目前各种开关电源虽然形式多样,结构各异,但其大都源于几种基本的D C-D C变换器拓扑结构,或者是这些基本电路组合,因此,可以对几种基本D C-D C变换器进行分析,将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题,随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善,人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题

29、。本文在对基本的B u c k变换器电路拓扑分析的基础上,对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析,发现可以通过等效变换,从B u c k变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外,采用P s p i c e仿真软件进行了电路仿真试验,仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。2 Buck变换的拓扑结构与参数设计基本B u c k变换器的电路拓扑结构如图1所示,由电压源V i、串联开关S、续流二极管V D和由L C组成的电流负载组合而成,其中L的大小决定输出电流纹波,而输出电压纹波则由C决定,这是最基本的一种直流变换器。图1基本的B u c k变换器文献1给

30、出了B u c k变换器的电路设计公式,根据B u c k变换器的输出公式:TI OMAP3530开发平台 888元51单片机系列国内最超值的单片机学习开发系统E L I T E-I I I单片机学习开发系统-支持A T M E L、S T C、W I N B O N D、S S T四种芯片编程-支持U S B接口编程-功能强大-精美包装E L I T E-I V单片机开发系统248元单片机读写U盘方案-S L811H S T开发套件A R M开发板系列B a s i c2410+3.5寸套装l V G A1024*768S-v i d e o接口l w i n c e B S P6.0O K

31、-2440-I I I+3.5寸套装(送配套教材书M i c r o2440开发板+3.5N E C套装式中:为占空比,且有:=t o n /T ,则=V o /V i 。 电感L 的计算公式为: 式中:f 为开关频率; Iomin 为输出最小电流。 而电容C 的计算公式为: 式中:V o 为输出电压纹波。 3 正激变换的公式推导3.1 拓扑结构与工作模式 一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示,由于正激变换器是在基本的B u c k 型变换器基础上多了一个隔离变压器T 1、一个二极管V D 1和一个由回收绕组N 3和箝位二极管V D 3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化,所以设计时

32、不能直接使用上述基本B u c k 变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析,采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的B u c k 变换电路,由此可将基本B u c k 变换电路的参数计算公式(2和(3推广到一类正激变换器的参数计算,建立新的设计公式。 图2 单管正激变换器主电路结构正激变换器的工作模式为:(1 当V 1导通时,二极管V D 1导通,输入电网经变压器耦合向负载传输能量,此时,滤波电感L 1储能; (2 当V 1截止时,二极管V D 1截止,电感L 1中产生的感应电势使续流二极管V D 2导通,电感L 1中储存的能量通过二极管V D 2向负载释放。 3.2

33、等效变换与参数计算 根据对正激变换器工作模式的分析,可以发现二极管V D 1的通断与开关管V 1的通断同步,因此可以将二极管V D 1用一个等效开关管V 代替,如果可以忽略V 1的导通压降,则变压器副边绕组的感生电压为: 式中:k 为变压器的匝比,且有k =N 1/N 2。如果用一个大小为V i的电压源代替变压器副边绕组,就可以将整个正激变换器的输出边等效变换为m i n i 2440 开发板 + N E C 3.5TE-2440-II 开发板l 双网口 l C A N 总线 l V G A接口 l工业设计F PG A /C P L D 开发板系列红色飓风I I 代-A l te r a 版

34、(E P 1C 6Q 240 F P G A 开发板红色飓风II 代-X i l i n x 版 (X C 3S400 F P G A 开发板N IO S I I 2.1 E P 1C 6F PG A 开发板F PG A E P 1C 6开发板NIOS II 2.1EP1C12开发板C y c l o n e II EP2C8 音频开发板E P M 7128 C P L D 开发板E P M 1270T 144C C P L D 开发板一个基本的B u c k 变换器。等效电路如图3所示,图中用开关V 代替了图2电路中的开关管V 1与二极管V D 1的作用。由此,通过等效变换的正激变换器主电路

35、拓扑结构与图1所示的基本B u c k 变换器的拓扑结构一致。这样,就可以采用基本B u c k 变换器的参数计算公式(2和(3来设计正激变换器。 图3 等效B u c k 变换器由图3可将公式(2和(3推广,得到等效后的正激变换器参数计算: (1 占空比的计算: (2 滤波电感的计算: (3 滤波电容的计算: 式(5、(6和(7即为正激变换器的参数计算公式,从式(5可知占空比不仅与输入输出电压有关,还跟变压器的匝比有关,与式(2和式(3相比,滤波电容与电感的计算也多了一个变压器的匝比参数k 。 3.3 计算公式验证 现通过P s p i c e 仿真来验证所推公式的正确性。设计一个正激变换器

36、,要求其输入电压为48V D C ,输出电压为12V D C ,输出电流为5A ,输出电压纹波分量 Vo 为1V ,开关频率f 为50k H z 。先选定=0.4,即t o n =8s ,再由式(5、(6和式(7算出变压器的匝数比为1.6,L 1= 15H ,C 1=24F ,而R L =V o /I o =2.4。 在P s p i c e 下绘制电气原理图,并对其进行暂态时域分析,仿真时间设为1m s 。 仿真输出电压波形如图4所示,可以看出,其输出电压在0.2m s 后就已经稳定在所要求的12V 上了,其输出纹波也完全符合要求,从而证明前面所推公式是正确的。U S B B l a s t

37、 e r 下载器D S P 开发板系列D S P 2812S -S T U D Y -K I T 开发板DSP2812+USB2.0 CY7C68001学习开发平台DSP2812-Pro 多功能开发板DSP2407A+USB2.0+NET 开发板DSP28335 Lite 学习开发板DSP28335S 学习开发板DSP5509S-STUDY-KIT 学习开发板DSP5416+FPGA 1C6+U S B 2.0 C Y 7C 68001开发板DSP5402网络语音开发板DSP+CPLD+单片机学习板XDS510-USB2.0仿真器USB2.0/CAN 总线开发板系列U S B 2.0-C Y

38、7C 68013A -56开发板U S B 2.0-C Y 7C 68013-128S 开发板无线通信开发板系列 无忧无线n R F 9e 5 S O C 开发平台无忧无线n R F 24Z 1高保真数字 音频传输开发平台 图4双管正激变换器主电路4开关电源设计举例现利用上述方法,设计一个双管正激型开关稳压电源,要求输入电压为48V D C,输入变化范围为5%,输出电压为12V D C,输出电压纹波范围为1V,输出电流为5A,开关频率为50k H z。(1 主电路参数计算选取双管正激电路作为开关稳压电源的主电路,如图5所示。其工作原理与单管正激变换器相同,只是这里的两个开关管同时导通和关断,且

39、因为有V D A、V D B,不需另外的复位电路。控制电路则采用简单的电压控制模式。 图5双管正激变换器主电路这里可以直接用正激变换器的公式计算其参数。由设计要求可知T=1/f=20s,R=V o/I o=2.4,I o m i n = 11.5V/2.4=4.79A。由于双管正激电路占空比最大只能为0.5,因此可以选取当输入为45.6V(输入电压最小时,占空比为0.45,然后由式(5算出变压器的变比为7/4,由式(6求出电感L=13H,根据式(7解出电容C=25F。(2控制电路参数计算开关电源采用占空比控制方式,可分为电压模式控制和电流模式控制两大类。电压模式控制仅有一个电压控制环,电流模式

40、控制中还存在电流内环。这里采用电压模式控制,如图6所示,运算放大器U1为电压控制器,运算放大器U2为比较器。其控制原理为,取样于输出电压的反馈电压u f与给定电压V3相比较,经过比例积分环节,输出电压再与锯齿波V1比较,产生一个P W M波,去驱动开关管。 图6开关稳压电源的控制电路控制电路采用P I电压调节器,需要确定的参数有C2、R3和R2,还有输出采样电阻。选取取样电压为输出电压的1/6,取样电阻的值最后根据调试结果确定。根据不同要求的输出电压,调节可变电阻R6,以获得相应的给定电压。取截止频率为开关频率的1/20,即=0.0004s。取R2=10k,先取放大倍数K p=10,则R3=1

41、00k,C2=/R3=40P F。5仿真试验将设计的开关电源用P s p i c e进行仿真,首先在P s p i c e下绘制电气原理图,仿真电路如图7所示。再按上述步骤进行参数设计,最后进行仿真试验和电路调试,由于仿真试验的主要目的在于参数的确定和调试,因此,为简便起见可暂不考虑保护电路的作用。调试后的各参数最佳值见图7。 图7开关稳压电源电路原理图将图7所示的开关电源控制电路图用P s p i c e进行仿真,并进行暂态时域分析,仿真时间设为2m s。仿真输出波形如图8所示:图8 Vi4V 5 时的PM W波形、输出电压和取样电压波形 图9 Vi4V 8时的PM W波形和输出电压 从图8

42、 可以看出，其输出电压和反馈电压均满足设计要求。 从图9 0 和1可以看到，虽然输入电压发生了变化，但该系统能实现对占空比的自动调节，使其输出电压 稳定在所要求的1V 2，而且输出纹波和稳定时间均满足设计要求。 图1 0 6 结束语 Vi5V 1时的输出电压波形图 本文通过对正激变换电路进行等效变换，将基本Bc变换器的参数计算公式推广到一类正激变换电路 uk 的参数设计，并采用Ppc仿真软件进行正激变换器的仿真试验，仿真结果表明了所推导公式是正确的。 sie 进而对开关电源进行了Ppc仿真、调试，证明了所推导的正激变换器参数计算公式适用于所有隔离型 sie Bc变换电路。 uk (全文结束 信

43、息发布: 转引自:【大 中 小】【打印】【关闭】 相 关 文 章 谢谢，现在还没有相关信息. . 关于我们 友情链接 深圳市福田区海滨广场恒福花园恒华阁1F 1 ：05-8082 ：05-8080 758357 758358 Cprgt oyih 2005-2007 无忧电子开发网版权所有 粤IP 5623 C备0043号 开关电源的几种热设计方法1.引言开关电源已普遍运用在当前的各类电子设备上,其单位功率密度也在不断地提高.高功率密度的定义从1991年的25W/in3、1994年36W/in3、1999年52W/in3、2001年96W/in3,目前已高达数百瓦每立方英寸.由于开关电源中使用

44、了大量的大功率半导体器件,如整流桥堆、大电流整流管、大功率三极管或场效应管等器件。它们工作时会产生大量的热量,如果不能把这些热量及时地排出并使之处于一个合理的水平将会影响开关电源的正常工作,严重时会损坏开关电源.为提高开关电源工作的可靠性,热设计在开关电源设计中是必不可少的重要一个环节。2.热设计中常用的几种方法为了将发热器件的热量尽快地发散出去,一般从以下几个方面进行考虑: 使用散热器、冷却风扇、金属PCB、散热膏等.在实际设计中要针对客户的要求及最佳费/效比合理地将上述几种方法综合运用到电源的设计中。3.半导体器件的散热器设计由于半导体器件所产生的热量在开关电源中占主导地位,其热量主要来源

45、于半导体器件的开通、关断及导通损耗.从电路拓扑方式上来讲,采用零开关变换拓扑方式产生谐振使电路中的电压或电流在过零时开通或关断可最大限度地减少开关损耗但也无法彻底消除开关管的损耗故利用散热器是常用及主要的方法.3.1 散热器的热阻模型由于散热器是开关电源的重要部件,它的散热效率高与低关系到开关电源的工作性能.散热器通常采用铜或铝,虽然铜的热导率比铝高2倍但其价格比铝高得多,故目前采用铝材料的情况较为普遍.通常来讲,散热器的表面积越大散热效果越好.散热器的热阻模型及等效电路如下图所示半导体结温公式如下式如示：Pcmax(Ta)= (Tjmax-Ta)/j-a(W)-(1)Pcmax(Tc)= (Tjmax-Tc)/j-c(W)-(2)Pc: 功率管工作时损耗Pc(max): 功率管的额定最大损耗Tj: 功率管节温Tjmax: 功率管最大容许节温Ta: 环境温度Tc: 预定的工作环境温度s : 绝缘垫热阻抗c : 接触热阻抗(半导体和散热器的接触部分)f : 散热器的热阻抗(散热