员工绩效考核结果反馈表(完整版)实用资料.doc

《员工绩效考核结果反馈表(完整版)实用资料.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《员工绩效考核结果反馈表(完整版)实用资料.doc（85页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、员工绩效考核结果反馈表（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）员工绩效考核结果反馈表开关电源PWM的五种反馈控制模式研究北方交通大学 华 伟摘要 ：根据实际设计工作经验及有关参考文献，比较详细地依据基本工作原理图说明了五种新型 PWM反馈控制模式的基本工作原理、发展过程、关键波形、性能特点及应用要点。关键字： 脉冲宽度调制 反馈控制模式 开关电源一、引言 PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制

2、信号稳定。 PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。二、开关电源PWM的五种反馈控制模式 1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL

3、PWM)：如图1A所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。主要缺点是暂态响应慢。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电

4、压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。该运放的直流放大增益理论上为无穷大，实际上为运放的开环放大增益。将开关电源主电路输出端的附带有较宽频带开关噪声成分的直流电压信号转变为具有一定幅值的比较“干净”的直流反馈控制信号（VE）。即保留直流低频成分，衰减交流高频成分。因为开关噪声的频率较高，幅值较大，高频开关噪声衰减不够的话，稳态反馈不稳；高频开关噪声衰减过大的话，动态响应较慢。虽然互相矛盾，但是对电

5、压误差运算放大器的基本设计原则仍是“低频增益要高，高频增益要低”。对整个闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。电压模式控制的优点：PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。占空比调节不受限制。对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好。单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。对输出负载的变化有较好的响应调节。缺点：对输入电压的变化动态响应较慢。补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂。输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为麻烦复杂。改善加快电压模式控

6、制瞬态响应速度的方法有二：一是增加电压误差放大器的带宽，保证具有一定的高频增益。但是这样比较容易受高频开关噪声干扰影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理。另一方法是采用电压前馈模式控制PWM技术，如图1B所示。用输入电压对电阻电容（RFF、CFF）充电产生的具有可变化上斜波的三角波取代传统电压模式控制PWM中振荡器产生的固定三角波。因为此时输入电压的变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来，因此该方法对输入电压的变化引起的瞬态响应速度明显提高。对输入电压的前馈控制是开环控制，目的为了增加对输入电压变化的动态响应速度。对输出电压的控制是闭环控制。因而，这是一个有开环和

7、闭环构成的双环控制系统。2. 峰值电流模式控制PWM (PEAK CURRENT-MODE CONTROL PWM)：峰值电流模式控制简称电流模式控制，它的概念在六十年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在七十年代后期才从学术上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能

8、上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。 如图2所示，由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放（E/A）放大得到的误差电压信号 VE 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号V比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与

9、平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号V要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电

10、压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，见图2所示。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。峰值电流模式控制PWM

11、的优点是暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。控制环易于设计输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美简单自动的磁通平衡功能瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能。自动均流并联功能。 缺点是占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。闭环响应不如平均电流模式控制理想。容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开

12、关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。电路拓扑受限制。对多路输出电源的交互调节性能不好。峰值电流模式控制PWM最主要的应用障碍是容易振荡及抗噪声性差。振荡可以来源于：器件开启时的反向恢复引起的电流尖刺，噪声干扰，斜波补偿瞬态幅值不足等。峰值电流模式控制的开关电源容易在开机启动及电压或负载突然较大变化时发生振荡。3. 平均电流模式控制PWM (AVERAGE CURRENT-MODE CONTROL PWM)：平均电流模式控制概念产生于七十年代后期。平均电流模式控制 PWM集成电路出现在九十年代初期，成熟应用于九十年代后期。平均电流模式控制的发展动力有三：一是峰值电流模式控制PWM在应用推广

13、时碰到许多严重问题；二是INTEL公司的高速CPU集成电路需要具有高DI/DT动态响应供电能力的低电压大电流开关电源；三是在八十年代后期平均电流模式控制理论研究上的进展。图3.A所示为平均电流模式控制PWM的原理图。输出电压信号VOUT与基准给定电压VREF的差值经过电压误差放大器E/A放大后得到误差电压VE，它接至电流误差信号放大器CA的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号VCP（V CURRENT- PROGRAM）。而带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号VI接至电流误差信号放大器CA的反相端，代表跟踪电流编程信号VCP的实际电感平均电流。VI 与VCP的差值经过电流放大器CA的放大

14、后，得到平均电流跟踪误差信号VCA。再由VCA及三角锯齿波信号VT或VS通过比较器比较得到PWM关断时刻。VCA的波形与电流波形VI反相，所以，是由VCA的下斜波（对应于开关器件导通时期）与三角波VT或VS的上斜波比较产生关断信号。显然，这就意味着无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，VCA的上斜坡不能超过三角锯齿波信号VT或VS的上斜坡。平均电流模式控制的优点是平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号。不需要斜坡补偿。调试好的电路抗噪声性能优越。适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制。易于实现均流。缺点是电流放大器在开关频率处的增益有最大限制 双闭环放大器带宽、增益等配合参数设

15、计调试复杂。图3.B为增加输入电压前馈功能的平均电流模式控制，非常适合输入电压变化幅度大、变化速度快的中国电网情况。澳大利亚R-T公司的48V/100A半桥电路通信开关电源模块实际上采用图3.B的控制方式。4. 滞环电流模式控制PWM (HYSTERETIC CURRENT-MODE CONTROL PWM)：滞环电流模式控制PWM为变频调制，也可以为定频调制。 如图4所示， 为变频调制的滞环电流模式控制PWM。将电感电流信号与两个电压值比较，第一个较高的控制电压值VC由输出电压与基准电压的差值放大得到，它控制开关器件的关断时刻；第二个较低电压值VCH由控制电压VC减去一个固定电压值VH得到，

16、VH叫做滞环带，VCH控制开关器件的开启时刻。滞环电流模式控制是由输出电压值VOUT、控制电压值VC及VCH三个电压值确定一个稳定状态，比电流模式控制多一个控制电压值VCH，去除了发生次谐波振荡的可能性，见图4右下示意图。因为VCH1=VCH2，图4右下示意图中的情况不会出现。其优点：不需要斜波补偿。稳定性好，不容易因噪声发生不稳定振荡。缺点：需要对电感电流全周期的检测和控制。变频控制容易产生变频噪声。5. 相加模式控制PWM (SUMMING-MODE CONTROL PWM)：图5所示为相加模式控制PWM的原理图。与图1.A所示的电压模式控制有些相似，但有两点不同：一是放大器（E/A）是比

17、例放大器，没有电抗性补偿元件。控制电路中电容C1较小起滤除高频开关杂波作用。主电路中的较小的LF、CF滤波电路（如图中虚线所示,也可以不用）也起减小输出高频杂波作用。若输出高频杂波小的话，均可以不加。因此，电压误差放大没有延时环节，电流放大也没有大延时环节。二是经过滤波后的电感电流信号VI也与电压误差信号VE相加在一起构成一个总和信号V与三角锯齿波比较，得到PWM控制脉冲宽度。相加模式控制PWM 是单环控制，但它有输出电压、输出电流两个输入参数。如果输出电压或输出电流变化，那么占空比将按照补偿它们变化的方向而变化。其优点是：动态响应快（比普通电压模式控制快35倍），动态过冲电压小，输出滤波电容

18、需要较少。相加模式控制中的VI注入信号容易用于电源并联时的均流控制。缺点是：需要精心处理电流、电压取样时的高频噪声抑制。三结论不同的PWM反馈控制模式具有各自不同的优缺点，在设计开关电源选用时要根据具体情况选择合适的PWM的控制模式。 各种控制模式PWM反馈方法的选择一定要结合考虑具体的开关电源的输入输出电压要求、主电路拓扑及器件选择、输出电压的高频噪声大小、占空比变化范围等。 PWM控制模式是发展变化的,是互相联系的，在一定的条件下是可以互相转化的。 第 45卷第 9期 2021年 9月电力电子技术Vol.45, No.9September 2021Power Electronics 图 2

19、主电路图定 稿 日 期 :2021-05-16作 者 简 介 :石 宏 伟 (1978-, 女 , 江 苏 江 阴 人 , 讲 师 , 研 究 方 向 为 电 子 技 术 应 用 和 高 频 开 关 电 源 的 设 计 与 应 用 。1引 言近年来, 随着数字技术的不断发展, 数字控制越来越多地被引入开关电源的设计中 。 数字控制 克服了以往全桥移相 PWM 开关电源 DC/DC电路 中模拟控制芯片存在的误差 、 老化 、 温度影响 、 漂 移 、 非线性不易补偿等缺点,提高了电源的灵活 性 、 适应性和可靠性 1。 在此对全桥移相 PWM 开 关电源的数字化控制方案进行了研究,在分析主 电路

20、和控制电路各环节理论的基础上设计了一款 数 字控制 方 式的 20kHz 全 桥 移 相 PWM 开 关 电 源,并应用 Pspice 仿真软件对开关电源主电路的 运行情况进行了仿真,仿真和实验结果均表明系 统设计可行, 性能指标基本可以满足设计要求 。2PWM 开关电源的 DSP 实现方案该开关电源主要由主电路和以 DSP 为核心的控制电路组成 。 控制电路主要包括 DSP 数字控制器 、 IGBT 驱动电路 、 检测电路 、 保护电路以及辅助 电源电路, 如图 1所示 。2.1主电路的设计图 2示出主电路 2。 U dc 为 220V 单相交流电源经整流滤波后的输出直流电压,经由 VT 1

21、VT 4构 成的逆变电路产生高频开关脉冲,再经高频变压 器, 在次级线圈感应出交变的方波脉冲, 由全波整 流电路和 LC 滤波器消除高频成分 、 电流冲击并减 小电路的纹波系数, 得到所需的恒定直流电压 。逆变电路采用单相全桥逆变器结构, 4个功率开关器件 IGBT 在 DSP 控制回路作用下作周期 性的开关动作,将直流电压逆变成频率为 20kHz 的脉冲电压 。 采用 PWM 方式保持开关频率不变,全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案石宏伟(江阴职业技术学院, 电子信息工程系,江苏 江阴214433摘 要 :提出全桥移相 PWM 开关电源的 DSP 实现方案框图, 对其主电路和控制电路

22、的硬件电路及参数估算进行了详细设计, 并对其数字控制系统的软件设计方法进行了研究, 全面介绍了一种全桥移相 PWM 开关电源的数 字化控制方案 。 经软件仿真和实验验证, 通过 DSP 实现数字控制, 输入电压在较宽范围内变化时都能获得满意 的控制效果, 表明该数字化控制方案是可行的 。关 键 词 :开关电源;数字控制;全桥移相 中图分类号 :TN86文献标识码 :A文章编号 :1000-100X (2021 09-0108-03The Digital Control Scheme of Full -bridge Phase -shiftedPWM Switching Power Supply

23、SHI Hong -wei(Jiangyin Polytechnic College , Jiangyin 214433, China Abstract :The general block diagram is proposed firstly , then the main circuit and control circuit of full -bridge phase -shifted PWM switching power supply are designed , and the software design method of digital control system is

24、 intro -duced.Finally the designed system is simulated with the Pspice simulation software.The simulation results show that the control effect is satisfactory when input voltage changes in a wide range and the digital control scheme is feasible. Keywords :switchingpower supply ; digital control ; fu

25、ll -bridge phase -shifted图 1总体结构框图108图 4DSP 的移相原理图通过改变驱动脉冲的占空比达到改变输出电压的 目的, 实现 24V 的恒压输出 。设计要求:输出功率 P o =3kW , 输出稳定的直 流电压 U o =24V , 则额定输出电流 I p =P o /U o =125A , 即为高频变压器次级电流 。 通过计算,初级电流I =5A ,则可得到流过 IGBT 的电流为 5A , 而加在 开关管两端的正向电压为 550V ,据此选择型号 为 APT13GP120B 的 IGBT 。 逆变桥上的电容可选 用 2200pF 的电容 。 逆变电路的输出电

26、压 500V 加至高频变压器初级, 在变压器作用下, 次级电压 为 20V , 这就要求变压器的匝数比为 25 1。全波整流电路将高频变压器输出的正负对称 的脉冲电压整流成单向脉动直流电压,然后采用 LC 输出滤波器将脉动直流变成满足设计要求的 直流电压 。 考虑电路的工作频率很高, 选择输出整 流二极管为反向恢复时间短的快恢复二极管 。 2.2控制电路的设计数字电源技术的核心是控制电路的数字化 3。 控制电路采用 DSP 芯片 TMS320LF2407A , 内置两个事件管理模块 EVA , EVB ,处理速度为 40MIPS 。 采用移相控制方式, 通过 DSP 对给定信号 、 参 数反馈

27、进行处理 、 运算与控制, 经驱动电路控制逆 变电路的 4个开关管 。 根据 U o 检测信号反馈进行 调节移相角, 当 U o 由于负载或输入电压波动下降 时,减小移相角,使逆变器输出电压方波脉宽增 加, 从而使 U o 上升到稳定值 。 反之当 U o 上升时, 增加移相角, 使逆变器输出电压方波减小, 从而使 U o 下降到稳定值,以达到高频电源数字化控制 。 开关电源中,当电源内部元器件随外部环境 的变化其性能参数发生变化 、 输入电压波动 、 外部 负载变化或某些突发事件出现时,均会引起输出 电压变化 。 输出电流电压反馈信号经低通滤波和 A/D转换后得到 DSP 所能接受并处理的数

28、字信 号, 然后与给定量进行比较, 并完成 PI 运算, 得到 电源的占空比信号,最后 DSP 向 PWM 信号发生 电路发送信号, PWM 信号发生器经过驱动电路向 电源主电路的 IGBT 发送 PWM 信号, 从而控制开关器件导通和截止的时间 4,达到稳定输出电压 的目的 。 图 3示出数字控制电路结构框图 。采样电路完成输出电流 、 电压的采样 。 电路采 取光耦隔离措施, 可使主电路强电与 DSP 控制系 统弱电间保持控制信号的联系, 切断电气的联系 。为保障电源安全可靠工作,保护电路的实时 监控和各种保护功能必不可少 。 因此, 必须对送入 A/D模块的电压电流及 其 他相关 信 号

29、作实 时 检 测, 一旦超过给定值, 必须在短时间内切断主电路功率开关管 。 引脚被拉 为低电平, 并引发中断, 输出引脚置为高阻态, 封锁驱动信号, 关闭功率器件, 及时保护电源系统 。驱动电路是控制电路与主电路的接口,驱动 电路选用 IGBT 专用集成驱动芯片 EXB841, 4个 IGBT 的栅极驱动电路独立 。3系统软件设计DSP 数字控制能实现比模拟控制更为高级且复杂的策略, 数字 PID 系统易于实现模块化管理, 能消除因离散元件引起的不稳定和电磁干扰, 可 在同样的硬件环境下尝试不同的控制策略,寻求 最优控制方案 。 3.1DSP 移相控制原理图 4示出移相控制原理 5。 电源工

30、作频率由通 用定时器 1的周期寄存器 T1PR 给定,计数寄存器 T1CNT 采用连续增 /减计数模式 。 规定超前臂VT 1, VT 2为固定臂开关管, 软开关滞后臂 VT 3, VT 4为移相臂开关管 。 在每周期 DSP 互补输出 u PWM1和u PWM2,死区时间由死区控制寄存器给出, 避免上下 臂直通 。 VT 3, VT 4的移相角由比较寄存器 CMPR2给定, DSP 同样输出互补并带死区的 u PWM3, u PWM4。 实时改变 CMPR2的值并保证 u PWM3和 u PWM4互补, 即可控制电源输出的占空比 。 只有 u PWM1与 u PWM4, u PWM2与 u

31、PWM3同时为高时,电源才能传递功率 。 3.2数字 PID 算法采用数字 PID 控制器来实现电压和电流的动态稳定, PID 控制规律可表示为:u (t =K P e (t +1T I乙 e (t d t +T Dd e (t d ttt (1式中:u (t 为 PID 调节器输出量; T I 为调节器的积分时间; T D 为调节器的微分时间; K P 为调节器的增益 。图 3DSP 控制电路结构全 桥 移 相 PWM 开 关 电 源 的 数 字 化 控 制 方 案109第 45卷第 9期 2021年 9月电力电子技术Vol.45, No.9September 2021Power Elect

32、ronics 图 724V 直流输出电压实验波形对式(1离散化, 得:u i =K P e i +TT I ij =0e j +T T(e i -e i -1(2根据递推原理可得:u i -1=K P e i -1+TIi -1j =0e j +T P(e i -1-e i -2(3由式(2 , (3得:u i =u i -1+KP (e i -e i -1 +K I e i +K D (e i -2e i -1+e i -2 (4式中:K I 为积分系数, K I =K P T /T I ; K D 为微分系数, K D =K P T D /T 。3.3数字滤波数字滤波实际就是通过 DSP

33、对采样信号进行 平滑加工, 加强其有用信号, 消除和减少各种干扰 和噪声, 提高系统可靠性 。 在进行数据处理和 PID 调节前, 应首先对采样值进行数字滤波 。 系统采用 算术平均滤波, 对目标参数进行连续采样, 然后求 其算术平均值为有效采样值 。 3.4软件实现软件设计主要包括主程序 、 定时计数器中断 服务程序及控制算法程序设计 3部分,如图 5所 示 。 首先对系统初始化, 其中包括给控制寄存器赋 初值, 在等待中断的空闲时间内采集输出信号, 设 置 ADC 转换结束标志位为 1。 为保证程序的正常 运行要禁止看门狗,设置 PWM 信号的频率和死 区时间, 设置通用定时器 1和 2的

34、控制寄存器, 设 置捕获控制寄存器检测下降沿 。 4系统仿真应 用 仿 真 软 件 Pspice9.2对 所 设 计 的 3kW/20kHz (125A/24V 开关电源进行了仿真 。 通过调 节超前桥臂与滞后桥臂间的移相角来调节输出电压的大小, 使输出电压保持稳定 。 仿真参数:输入 直流电压 U i =500V ; 输出直流电压 U o =24V ; 变压 器初 、 次级匝比 N =25; 附加谐振电感 L r =20H ;主功率开关管 VT 1VT 4采用 APT13GP120B ;输出 整流二极管 VD 5, VD 6采用 DD200KB 。图 6a 示出高频变压器初级电压和电流仿真

35、波形 。 由图可见, 由于两桥臂驱动脉冲的移相角的 存在, 使 u ab 波形中出现 “ 零电压平台 ” ; i p 波形经 历了从缓慢上升 缓慢下降 正向急剧下降 过 零 反向急剧上升 缓慢上升 缓慢下降 反向急剧下降 过零 正向急剧上升 的过程 。 图 6b示出整流滤波输出电压波形, 可见, 直流输出电压 基本达到要求, 纹波也不太大 。5实验结果及分析制作了一台 3kW/20kHz (125A/24V 大功率 高频开关电源样机, 输出电压电流均可调 。 实验参 数:单相输入电压 220V/50Hz , 输出功率 3kW , 工作频率 20kHz , 图 7示出实验波形 。 可见, 输出

36、直流电压较为平稳, 输出波形良好, 验证了所选电 路结构的正确性与合理性 。 实验结果表明在开关 电源中用数字控制器代替模拟控制器是可行的 。6结 论结合当前高频开关电源的发展现状,研究了 全桥移相 PWM 开关电源的数字化控制方案, 根据性能指标设计了一款 3kW/50kHz 高频数字开 关电源,介绍了基于 DSP 的控制电路设计方案, 并针对高频开关电源中的一些问题进行了详细研 究, 最后验证了设计方案的正确性和可行性 。参考文献1张占松, 蔡宣三 . 开关电源的原理与设计(修订版 M. 北京:电子工业出版社, 2004.2沈锦飞 . 电源变换应用技术 M. 北京:机械工业出版 社, 20

37、07. 3吴蓉 . 高频数字开关电源结构设计与仿真研究 J. 北华航天工业学院学报, 2021, 19(2 :3-7.4刘和平, 严利平 . TMS320LF240x DSP 结构 、 原理及应 用 M. 北京:北京航空航天大学出版社, 2002. 5李远波, 张永俊, 周慧峰, 等 . 基于 DSP 的软开关逆变 式脉冲电源J. 电力电子技术, 2021, 43(11 :59-60.图 5主程序流程图图 6仿真波形110关键词:开关电源;电流型控制;斜波补偿摘要:讨论了开关电源中电流反馈控制模式的工作原理、优缺点,以及与之有关的斜波补偿技术1引言PWM型开关稳压电源是一个闭环控制系统,其基本

38、工作原理就是在输入电压、内部元器件参数、外接负载等因素发生变化时,通过检测被控制信号与基准信号的差值,利用差值调节主电路功率开关器件的导通脉冲宽度,从而改变输出电压的平均值,使得开关电源的输出电压保持稳定.以开关电源中的降压型变换为例(其它类型如正激型、推挽型等,均可由降压型派生得到,图1表示了该变换器的主电路的基本拓扑结构.根据选用不同的PWM控制模式,图1电路中的输入电压Uin、输出电压Uo、开关功率器件电流(可从A点采样、输出电感电流(可从B或C点采样均可作为控制信号,用于完成稳压调节过程.目前在开关电源中广泛使用的控制方式是通过对输出电压或电流(功率开关器件或输出电感上流过的电流进行采

39、样,即形成2类控制方式:电压控制模式与电流控制模式. 2电流控制模式的工作原理图2为检测输出电感电流的电流型控制的基本原理框图.它的主要特点是:将采样得到的电感电流直接反馈去控制功率开关的占空比,使功率开关的峰值电流直接跟随电压反馈电路中误差放大器输出的信号.从图2中可以看出,与单一闭环的电压控制模式相比,电流模式控制是双闭环控制系统,外环由输出电压反馈电路形成,内环由互感器采样输出电感电流形成.在该双环控制中,由电压外环控制电流内环,即内环电流在每一开关周期内上升,直至达到电压外环设定的误差电压阈值.电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的,并且监测输出电感电流的动态变化,电压外环只负责控制

40、输出电压.因此电流型控制模式具有比起电压型控制模式大得多的带宽. 实际电路以单端正激型电源为例,如图3所示.误差电压信号Ue送至PWM比较器后,并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较调宽,而是与一个变化的、峰值代表功率开关上的电流信号(由Rs上采样得到的三角状波形信号(电感电流不连续或矩形波上端叠加三角波合成波形信号(电感电流连续比较,然后得到PWM脉冲关断时刻.在电路中,电流的采样通常使用一只在MOSFET 源极与地之间串联的电阻完成,有时为了提高效率,也可通过在MOSFET源极上接一只电流互感器获得电流采样信号.图4为各相关点的波形.图3电路稳压原理可以简述如下:当输

41、入电压变化时,由于变压器的初级电流上升率发生变化,即Ur波形上端的三角波部分的斜率变化,导致Ur与Ue相交的时间提前或滞后,从而使输出脉冲宽度变化,达到输出电压值的稳定;而当负载发生变化时,Ur与Ue同时变大或变小,使得电感电流对输出滤波电容的充电电流发生变化,以保持输出电压稳定. 3电流型控制的优缺点31电流型控制模式的优点1线性调整率(电压调整率非常好,这是因为输入电压的变化立即反映为电感电流的变化,无须经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度,再加上输出电压到误差放大器的控制,使得电压调整率更好.由于对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应快,故适合于负载快速变化时对响应速度要求较

42、高的场所. 2虽然电源的L-C滤波电路为二阶电路,但增加了电流内环控制后,只有当误差电压发生变化时,才会导致电感电流发生变化.即误差电压决定电感电流上升的程度,进而决定功率开关的占空比.因此,可看作是一个电流源,电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系,使电感电流不再是独立变量,整个反馈电路变成了一阶电路,由于反馈信号电路与电压型相比,减少了一阶,因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化,稳定度得以提高并且改善了频响,具有更大的增益带宽乘积.3在推挽型和全桥型开关电源中,由于2个开关器件本身的压降和开关延迟时间不一定完全一致等原因,容易引起变压器的直流偏磁.采用电流型控制,由于峰值电感电流提供自

43、动的磁通平衡功能,可以有效地减少或消除直流偏磁,避免了变压器的磁饱和.4具有瞬时峰值电流限流功能,这是由于受控的电流在上升到设定值时,会使PWM停止输出,因此电流型自身具有固有的逐个脉冲限流功能,在电路中不必另外附加限流保护电路;而且这种峰值电感电流检测技术可以较精确地限制最大电流,从而使开关电源中的功率变压器和开关管不必有较大的冗余,就能保证可靠工作.5使用电流型控制,简化了反馈控制补偿网络、负载限流、磁通平衡等电路的设计,减少了元器件的数量和成本,这对提高开关电源的功率密度,实现小型化,模块化具有重要的意义.3.2电流型控制模式的缺点1占空比大于50%时系统可能出现不稳定性,可能会产生次谐

44、波振荡;另外,在电路拓扑结构选择上也有局限,在升压型和降压-升压型电路中,由于储能电感不在输出端,存在峰值电流与平均电流的误差.2对噪声敏感,抗噪声性差.因为电感处于连续储能电流状态,开关器件的电流信号的上升斜坡斜率通常较小,电流信号上的较小的噪声就很容易使得控制误动作,改变关断时刻,使系统进入次谐波振荡.3在要求输入/输出隔离的电路类型中,对隔离变压器的设计要求较高.例如在单端正激式电路中,为保证从开关管上取样的电流斜波具有一定的斜率,要求变压器初级的电感量较小,但这样会使励磁电流增加,效率下降.因此需要协调好二者的关系.4电流型控制不大适合于半桥型开关电源.这是因为在半桥式电路中,通过桥臂

45、2只电容的放电维持变压器初级绕组的伏-秒平衡;当电流型控制通过改变占空比而纠正伏-秒不平衡时,会导致这2只电容放电不平衡,使电容分压偏离中心点,然而电流型控制在此情况下试图进一步改变占空比,使电容分压更加偏离中心点,形成恶性循环.4电流型控制模式中的斜波补偿4.1电流型控制存在问题的改善针对电流型控制中的主要缺点,目前许多电流型控制PWM芯片均提供了斜波补偿功能,它可以有效改善电流型控制中存在的以下几个问题:1开环不稳定性电流型电源的占空比大于50%时,就存在电流控制内环工作不稳定的问题.如果给电流控制内环增加一个斜波补偿信号,则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作.斜波补偿工作原理如下所

46、述.图5表示了由误差电压Ue控制的电流型变换器的波形,假如由于某种原因,产生一个拢动电流I 加至电感电流IL,当占空比0.5时,这个拢动将随时间增加而增加,如图6所示.扰动量的增加可能会导致电路工作的不稳定,产生次谐波振荡.扰动量的变化可用数学表达式表示为: 为了保证电流环路稳定工作,应使斜波补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2,从而保证变换器的占空比大于50%时变换器能稳定工作.2减小峰值电感电流与平均电流的误差电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法.因为峰值电流(流过功率开关或电感上在实际电路中容易进行采样,而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致.但是,电感电流

47、与输出平均电流之间存在一定的误差,峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应,因为在占空比不同的情况下,相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流,如图8所示. 而平均电感电流是唯一决定输出电压大小的因素.与消除次谐波振荡的方法类似,利用斜波补偿可以去除不同占空比对平均电感电流大小的影响,使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流,如图9所示. 3提高电流检测精度由于在电流型控制中依靠对电感电流上升斜波的检测完成控制,所以若电流变化率较大,可以提供较好的抗噪声干扰能力和为电流比较器提供较好的信号电平.而采用斜波补偿的方法,等于人为地改善了电感电流上升斜率,使其具有类似于电压控制模式

48、抗噪声裕度较大的优点.4.2电流型控制的斜波补偿实例美国UNITRODE公司生产的电流型PWM控制芯片UC1842/43,具有外电路简单,成本较低等优点.关于它的电性能与典型应用这里不再赘述,只简单介绍一下进行斜波补偿的方法.图10说明了UC1842/43的2种斜波补偿方法:第一种如图10(a所示,从斜波端(即脚4振荡器输出端接一个电阻R1至误差放大器反相输入端(脚2,于是误差放大器输出呈斜波状,再与采样电流比较.第二种方法如图10(b所示,它从斜波端(脚4接一电阻R2至电流采样比较器正端(脚3,这时将在Rs上的感应电压上增加斜波的斜率,再与平滑的误差电压进行比较.用这2种方法,均能有效地改善电源的噪声特