线性调频连续波雷达的距离估算(完整版)实用资料.doc

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1、线性调频连续波雷达的距离估算（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）收稿日期:2005-07-12作者简介:何源(1976 , 男, 在读硕士研究生, 从事网络技术及算法研究.文章编号:1004-5422(2005 04-0301-03线性调频连续波雷达的距离估算何源1, 袁飞2, 朱彬3(成都大学网络管理中心, 成都610000摘要:针对线性调频连续波(LF MC W 雷达系统的结构特点, 推导了LF MC W , 证明了LF MC W 雷达作用距离的四次方与其发射信号的时宽带宽积成正比, 为LF MC W .关键词:调频连续波; 雷达; 距离; 估算中图分类号:

2、TP9580前言(LF MC W 雷达具有发射功率低、无距离盲区、距离分辨力高等特点, 广泛应用于无线电高度表、工业测距、汽车防撞和导弹制导等领域1. 随着毫米波技术的发展, LF M 2C W 前端已经固态化、集成化、小型化2. 毫米波F MC W 雷达很容易获得大的绝对带宽, 从而获得高的距离分辨力; 使用小孔径天线即可获得窄的波束指向, 从而获得高的角分辨力. 目前, 毫米波LF MC W 雷达受器件的限制, 其发射功率较小, 影响了LF MC W 雷达的作用距离和应用范围. 为此, 研究LF MC W 雷达的距离方程, 给出LF M 2C W 雷达发射功率与作用距离的定量关系, 对毫米

3、波LF MC W 雷达的研究和应用具有现实的指导意义.1LF MC W 雷达的系统结构F MC W 雷达的调制方式主要有线性调制(包括锯齿波和三角波 和正弦波调制两种. 随着信号处理技术和数字技术的发展, 采用线性调制的F MC W 雷达成为目前研究和应用的主要方向. LF MC W 雷达主要由F MC W 前端、信号预处理、信号采集及数字信号处理几部分组成3, 其系统结构如图1所示.LF MC W 雷达的工作原理是:在数字信号处理器的控制下, 由D /A输出一线性扫频电压, 驱动图1LF MC W 雷达的系统结构示意图压控振荡器产生一线性调频的连续波信号输出.LF MC W 信号由定向耦合器

4、分为两路, 一路经环行器后送到天线辐射电磁波, 一路送到差拍混频器作为本振输入. 辐射的电磁波被目标反射后由天线接收, 经环行器隔离后输入到差拍混频器与发射信号进行差拍后得到零中频信号. 该信号经信号预处理器放大、滤波处理后由A /D变换器转换为数字信号, 再由数字信号处理器经FFT 运算转换为频域分布, 从而获取距离、速度等信息. 零中频信号的频率f IF 与雷达至目标距离R 的关系为:f IF T c(1式中, T 为扫频时宽, B 为扫频带宽, c 为电磁波的传播速度.2LF MC W 雷达的傅里叶处理由式(1 可知, 信号预处理器的高端截止频率f c 对应于雷达的最大作用距离R max

5、 . 对LF M 2C W 雷达, 有2R m axT c1, 故有f c B.对于单一点目标, LF MC W 雷达的中频输出可表示为:S IF (t =Msin (2f IF t +0 +n (t (2 式中, 0为中频信号的初相位, n (t 为噪声. 假定n (t 为白噪声, 并忽略A /D采样的量化噪声, 则数字信号处理器的输入信噪比(按能量计 为:E si N si2N si(3中频输出经数字信号处理器FFT 运算后其能量的分布由时域转换为0f s /2布, 即能谱, 如图2所示 .图2LF MC W 雷达的能谱在f s =2f c , 即等N yquist 条件下, FFT 运算

6、后目标距离R 对应频率点f IF 处的最大信噪比输出为:E N so 22N si /f c =2N si Tf c =E N siTf c(4由式(3 、(4 可得经FFT 运算获得的傅里叶处理增益为:NE /NE si /Nsi=Tf c (53LF MC W 雷达的距离方程收发共用天线的一次雷达距离方程的基本表达式4为:R 4m ax P G 22(4 3kT 0B n F n D 0L(6式中, R max 为雷达的最大作用距离, P t 为雷达的峰值发射功率, G 为天线增益, 为电磁波波长, 为目标的雷达截面积, k 为玻耳兹曼常数, 取113810-23, T 0为接收机的噪声温

7、度, B n 为接收机的带宽, F n 为接收机噪声系数, D 0为可见度系数, L 为系统损耗.在图1所示的LF MC W 雷达系统中, B n =f c . 同时考虑到FFT 获得的傅里叶处理增益, LF M 2C W 雷达的距离方程可表示为:R 4m ax =P G 22Tf (4 3kT 0f c F n MLP G 22T (4 3kT 0F n ML(7由图1, LF MC W , 约为其发射脉冲时宽的倒数; 而LF MC W 雷达在天线端口为大带宽信号, 但经差拍混频和信号预处理后, 其信号变为窄带信号.为了在峰值功率和距离分辨力相同的条件下对比LF MC W 雷达与传统脉冲雷达

8、间距离方程的不同, 式(7 可表示为:R 4m ax P t G 22(4 3kT 0B F n MLTB =R 4m ax D(8式中, R max 为LF MC W 雷达等效的脉冲雷达的最大作用距离, D =T B 为LF MC W 雷达的时宽带宽积.4结论由式(8 可以看出, LF MC W 雷达的距离方程与LF M 脉冲压缩雷达的距离方程类同, 但LF MC W 雷达属于连续波雷达, 不受距离盲区的限制, 因此其时宽可以比脉冲压缩的时宽大得多. 另外, 由于在毫米波波段很容易获得大的绝对带宽, 因此毫米波LF MC W 雷达的时宽带宽积D 可以做得很大, 以弥补其小的发射功率对其最大作

9、用距离的限制. 其物理意义可解释为:LF MC W 雷达的扫频时宽越大, 则雷达发射信号的能量越大, 故其作用距离越远; LF MC W 雷达的扫频带宽越大, 则LF MC W 的增益越大, 故其作用距离也越远. 另外, 和其他的雷达一样, 利用雷达的脉冲之间的信号积累, 可以在峰值发射功率一定的情况下进一步增加LF MC W 雷达的最大作用距离.参考文献1St ove A G . L inear F MC W Radar Techniques J .I EEPr oceedings, 1992, (139 :343-350.203成都大学学报(自然科学版第24卷2La mberg J R,

10、Ga wr onski M J, Geddes J J, et al . A compact high perfor mance W 2band F MC W radar fr ont 2end based on MM I C technol ogy J .M icr owave Sy mposiu m D i 2gest, 1999, (4 :13-19.3陈祝明. 采用Chir p 2Z 变换提高LF MC W 雷达的测距离精度J .信号处理, 2002, (2 .4Skolnik . 雷达手册M.王军, 林强等译. 北京:电子工业出版社, 2003.Range Esti m a ti o

11、n of L i n M odul a ti on Con ti n 1, ZHU B in3(Net mati Chengdu University, Chengdu 610106, China Abstract:deduces the range equati on of L inear Frequency Modulati on Continuous W ave (LF MC W radar according t o the characteristic of its syste m structure . It is p r oved that the fourth power of

12、 the range of LF MC W radar is in direct p r oporti on of its ti m e 2band p r oduct and it will p r ovide the engineering guidance in the range esti m ati on of LF MC W radar .Key words:F MC W ; radar; range; esti m ati on(上接第300页D evelop m en t of Cred it Hour Grade I nqu i rySt a tisti cs of Unde

13、rgradua teHU Fei 1, Q I U Hu i 2, L I U Q ing li2(1. School of Computer Science and Engineering, South west J iaot ong University, Chengdu 610031, China; 2. School of Material Science and Engineering, S outh west J iaot ong University, Chengdu 610031, China Abstract:Devel opment of credit hour grade

14、 inquiry statistics of college, technical points, functi onal characteristics were studied with Del phi and data base technique .Key words:inquiry statistics; undergraduates; student grade303第4期何源, 等:线性调频连续波雷达的距离估算信号与数据处理伪码连续波交会对接雷达信号处理机设计*耿生群, 吴嗣亮(北京理工大学信息科学技术学院, 北京100081摘要 介绍了某伪码连续波交会对接雷达信号处理机设计。在

15、测距中, 提出用噪声较小的载波相位 伪距测量值对伪距进行处理, 得到高精度测距值。在测角中, 提出了一种干涉仪天线阵结构和干涉仪解模糊算法, 针对通道载波相位误差可能引起的解模糊错误, 又提出了一种纠正方法, 仿真显示, 在发生解模糊错误的概率高达0. 42的情况下, 该方法仍然可以识别并纠正所有解模糊错误。实验表明, 该信号处理机可以满足空间航天器交会对接的要求。关键词 伪码; 交会对接雷达; 干涉仪中图分类号:TN 957 文献标识码:APseudo code C W RVD Radar Signal Processor D esignGENG Sheng qun, WU Si liang

16、(Schoo l o f Infor m a ti o n Sc ience and T echnology , B I T , B eiji n g 100081, ChinaAb stract In this paper , a desi gn of pseudo code C W R endezvous and D ock i ng (RVD rada r s i gna l processo r is presen ted . In rang i ng procedure , t he pseudo range i s processed w ith de lta pseudo ran

17、g e fro m the carrier l oop w ith s m all no i se , and the precision is i m proved . In ang le m eas u ri ng , an an tenna configuration and i nter f e rome ter amb i guity reso lv i ng a l go rith m a re proposed , and to eli m i nate the erro r caused by carrier phase error , a correcti on m e t

18、hod i s i ntroduced , through wh i ch a ll a m b i guity reso lv i ng error can be recognized and be corrected even when the e rror probability is up to 0. 42. T ests i ndicate that the si gnal processo r can m eet t he requ i re m ents o f R ende zvous and D ock i ng .K ey w ordspseudo code ; rende

19、zvous and do ck i ng radar ; i nte rferom eter0 引 言在某交会对接雷达系统中, 系统由雷达和应答机组成, 雷达发射由伪随机码调制的扩谱信号, 应答机对扩谱信号进行相干转发。雷达通过捕获跟踪相干转发信号的伪码和载波相位, 实现对目标距离和方位测量, 它具有低截获概率、抗干扰等优点1。1 雷达信号处理机的组成雷达信号处理机包括发射和接收两个模块, 发射模块产生发射伪码和系统同步时钟; 接收模块以同步时钟为参考, 产生再生伪码和载波, 通过跟踪算法控制本地再生载波和伪码与接收信号完全相同。图1为雷达信号处理机的结构框图。信号处理机采用软件化设计, 由D

20、SP 和FPGA 实现。信号处理机由主信号处理器、通信信号处理器、FFT 快捕FPGA 、主通道FPGA 和干涉测角FPGA 等组成。进入信号处理机的信号包括一路主接收通道数字中频信号和8 路干图1 雷达信号处理机结构框图涉测角通道数字中频信号。主信号处理器为T I 公司的TM S320C6701, 主要功能为:在FFT 快捕FPGA 发出捕获中断时, 读取快捕结果, 将快捕结果快速置入主通道FPGA 的码环和载波环中; 定时读取主通道FPGA 和干涉测角FPGA 的积发累加结果, 通过环路跟踪算法控制环路闭合。当主通道FPGA 的载波环和码环以及干涉测角FPGA 的37第28卷 第9期 20

21、06年9月现代雷达M ode rn R adarV o. l 28 N o . 9Septe m be r 2006: :8个载波环均进入锁定状态后, 从码环和载波环中分别读取码相位和载波相位, 通过数据处理, 得到目标的距离和方位信息。通信信号处理器为TM S320VC5509, 它通过数据重新组帧, 改变数据率, 实现外部设备和主通道FPGA 之间的通信, 并通过I/O接口采集3片FPGA 的工作状态, 向主信号处理器报告。FFT 快捕FPGA 采用X ilinx 公司的XC2V3000, 它通过FFT 和I FFT 运算, 快速捕获相干转发信号的载波多普勒频率和伪码相位2。主通道FPGA

22、 和干涉测角FPGA 均采用XC2V1000, 主通道FPGA 产生系统同步时钟和发射伪码, 并产生再生载波和再生伪码, 对主通道数字中频信号进行下变频、解扩和积分累加; 干涉测角FPGA 由8个完全相同的载波环组成, 分别对8路数字中频信号进行下变频、利用主通道的再生同相伪码完成解扩和积分累加。与雷达相比, 由于应答机仅完成雷达发射信号的捕获跟踪和相干转发功能, 因此, 对雷达和应答机采用兼容性设计, 即设计一套通用信号处理机主板, 通过安装不同的芯片和程序, 分别实现雷达和应答机的功能。2 伪码和载波跟踪环路在FFT 快捕完成后, 多普勒频率的分辨率为500H z , 伪码相位的分辨率为1

23、/4码片。主信号处理器将多普勒频率和伪码相位的估计值快速预置入主通道FPGA 的载波NC O 和再生伪码发生器中, 使载波环和码环进入跟踪过程。2. 1 载波跟踪环在设计载波跟踪环时, 为了提高跟踪精度, 需要减小环路带宽; 为了满足高动态环境下工作的要求, 需要增大环路的带宽, 增大环路带宽将增大环路噪声3。为了解决环路带宽和跟踪精度的矛盾, 载波环采用FLL+PLL 混合跟踪方法4-5。FLL+PLL 跟踪方法在提高动态跟踪能力的同时, 具有较高的跟踪精度。图2表示载波跟踪环路。在初始跟踪时, 由于残余的多普勒频率比较大, 有可能超出鉴频器的经性跟踪范围, 这时需要将频率牵引至10H z

24、以下5。频率牵引采用四相鉴频器算法,该算法简单且运算量小, 通过多次牵引便可将频率误差牵引至10H z 以下。当频率误差小于10H z 时, 根据相位误差进行FLL 或PLL 跟踪。由于三阶滤波器对载体的加速度不敏感, 因此PLL 环路滤波器采用三 3级, 因此FLL 环路滤波器采用二阶滤波器4。2. 2 码跟踪环码跟踪环采用由积分累加器、码鉴相器和码NC O 等组成的非相干数字延迟锁定环(DDLL 。图2 载波跟踪环路为了实现窄相关, 达到有效抑制多路径效应的目的6, 除了产生即时码外, 还产生超前滞后1/2、1/8和1/16码片的同相伪码, 分别构成相关间隔为1、1/4和1/8码片的伪码延

25、迟锁定环。码鉴相器采用归一化的点积鉴频器和归一化的超前减滞后功率鉴别器4, 对相关间隔为1码片的延迟锁定环采用归一化的点积鉴频器, 对相关间隔为1/4和1/8码片的伪码延迟锁定环, 采用归一化的超前减滞后功率鉴别器。由于码速率时钟多普勒和载波多普勒之间有固定的比例关系, 因此载波跟踪环在精确跟踪载波相位的同时, 提供载波辅助信息, 以校正由于多普勒效应引起的码速率变化。通过载波辅助, 可以消除载体动态对码延迟锁定环的影响, 从而提高码跟踪环的动态跟踪性能和精度4。由于有载波环的辅助, 码环的环路滤波器可以采用二阶滤波器。2. 3 载波相位的提取在载波环中设置载波相位累加器, 当环路滤波器向载波

26、NCO 输出时, 对载波相位累加器进行更新te mp = (n -1 +f s T(n = temp 的小数部分(周N (n =N (n -1 + te mp 的整数部分(周 (1 式中:f s 为载波NCO 的时钟频率(16. 368MH z; 为每次更新的相位增量; T 为更新时间间隔; N 为某一起点之后的载波相位整数周计数; 为载波相位小数周计数。在跟踪过程开始时, 载波相位累加器的小数部分和载波NCO 设置为0, 整数部分在载波环第一次闭合38现代雷达28卷时也设定为0。2. 4 码相位的提取码相位的提取通过图3所示的码相位调整电路实现, 该电路兼有伪码预置和半码片滑动控制等功能。图

27、3 码相位调整电路原理框图在同步时钟到来时, 预置控制模块预置半码片计数值, 半码片计数器在2. 046MH z 时钟驱动下进行减计数, 输出置! 1触发脉冲, 调整再生伪码的相位。根据超前或滞后命令, 超前滞后控制模块对标称值为2. 046MH z 的二倍码速率时钟扣除或添加一个脉冲, 实现半码片滑动控制。在1m s 读数同步脉冲到来时, 同时锁存码NC O 相位累加结果寄存器(32位 和半码片计数器的计数值, 前者对应码相位的小数周部分, 后者对应码相位的整数周部分。3 目标距离、速度和方位的测量3. 1 距离的测量伪码相位对应无模糊的目标距离测量值, 即伪距R (i =12n(i +2#

28、c 1. 02310(2式中:n (i 和m (i 分别为i 时刻半码片计数器和相位累加结果寄存器的输出, c 为光速。对载波相位进行差分, 可以得到 伪距R (i , j =%N (i -N (j &+% (i - (j &#f(3式中:f 为载波频率。由于载波环以极高的精度跟踪多普勒频移的变化, 因此载波相位精确地反映了目标的动态, 用 伪距对伪距进行处理, 可以消除伪距测量值中由目标动态引起的多普勒频移误差, 得到高精度的距离测量值。目标在第i 时刻的精测距值可以从前N 个(如 R (i =N Nj=1R(i -j + R %i , (i-j &(4图4表示当码环相位噪声为1m 、载波环

29、相位噪声为0. 01m 时, 对初始距离为100m 、速度为10m /s的运动目标的精测距结果。可以看出, 载波相位精测距消除了大部分码环噪声。图4 载波相位精测距结果3. 2 速度的测量载波相位对应载波多普勒频率的积分, 相邻两个时刻的载波相位差对应该时刻目标的速度v(i =R (i , i -1T(53. 3 方位的测量为了实现在大半球空间范围内对目标的偏角和倾角进行测量, 采用了图5所示的由五幅天线阵面、每幅由8个天线组成的天线阵结构。每个天线阵面的搜索范围控制在法线方向顶角为45的四棱锥形空间内, 在搜索区域的边沿处, 由卡尔曼滤波器控制天线阵面切换。图5 测角系统的天线阵结构干涉仪采

30、用图6所示的三基线结构, 它由4个天线组成, 3个独立的基线A 1-A 2, A 2-A 3和A 3-A 4的39第9期耿生群, 等:伪码连续波交会对接雷达信号处理机设计长度分别等于3! /2, 2! 和5! 。干涉测角FPGA 的8个载波环分别跟踪8个天线的载波相位, 当8个通道的载波环均进入锁定状态后, 信号处理器同时从8个载波环中读取位于主值区间%-, &的载波相位, 通过处理三基 线的载波相位图6 三基线干涉仪结构差, 可以测量出入射角#1- 2+2k 1=3sin #(6 2- 3+2k 2=4sin #(7 1- 4+2k 3=10sin #(8式中: i 为的各通道的载波相位;

31、k i 为整周模糊数。对于干涉仪的三个基线, 采用穷尽的方法, 分别计算出与每个基线对应的所有可能的入射角集合#1, k 1=si n -11- 2+2k 13:-1( 1- 2+2k 13( (9#2, k 2=sin -12- 3+2k 24:-1( 2- 3+2k 24( (10#3, k 3=sin -11- 4+2k 310:-1( 1- 4+2k 310(11显然, 在每个集合中一定存在着一个与真实值最接近的入射角估计值; 同时, 这3个估计值也是在这3个集合中最互相接近的一组值, 可以通过以下步骤找到这一组估计值。首先, 在集合#1, k 1和#2, k 2中按下式寻找一组#1和

32、#2#1, #2=arg m i n #1#1, k 1#2 #2, k 2|#1-#2|(12 12#=(#1+#2 /2(13以#作为参考值, 在集合#3, k 3中寻找一个#3, 使得#3=arg m i n #3#3, k 3|#3-#|(14对于线阵干涉仪, 在正确解出模糊后, 长基线测得的入射角精度高于短基线的精度, 因此, 将#3作为最终入射角估计值。实际测量中, 由载波环热噪声引起的载波相位误差可能导致解模糊错误, 得到严重偏离正常误差范围的异常值, 使卡尔曼滤波器产生发散。图7表示当真实的入射角在-60+60的范围内, 各个通道的载波相位误差均在-3535范围内呈均匀分布的情

33、况下, 对算法进行1000次蒙特卡罗仿真时发生解模糊错误的概率。图7 在不同角度相同误差水平下发生解模糊错误概率图8表示在真实的入射角等于-10, 各个通道的载波相位误差水平从(-10, 10 增大到(-45, 45 的情况下, 对算法进行1000次蒙特卡罗仿真时发生解模糊错误的概率。图8 在同一角度不同误差水平下发生解模糊错误概率为了消除异常值的影响, 使卡尔曼滤波器保持稳40现代雷达28卷首先对式(14 得到的N 个(如100个 入射角估计值#3(1, #3(2, , #3(N 进行平均, 作为第一次识别解模糊错误的门限#th1=N N i=1#3(i(15以 #th 1为参考, 按以下准

34、则进行第一次识别 如|#3(i - #th1|+30, 则#3(i 为异常值(16它可以识别出严重偏离真实值的异常值, 设有M 个, 记为#3(i; i (i 1, i 2, , i M 。对于部分与真实值比较接近的异常值还需要进行第二次识别。剔除第一次识别出的异常值, 对剩余的入射角估计值进行平均, 作为第二次识别的门限#th2=1N -M Ni=1i(i 1, i 2, , i M #3(i(17与 #th1相比, #th2更接近真实值, 因此可以按以下准则识别出所有剩余的异常值如|#3(i - #th2|+10, 则#3(i 为异常值(18在传统的处理方法中, 当识别出异常值后往往直接将

35、其剔除, 而不进行纠正。这样虽然消除了异常值的消极影响, 但是由于减少了样本的数目, 不利于随后的跟踪滤波。下面提出了一种纠正异常值的方法。在第一次识别出异常值后, 随即进行第一次异常值的纠正, 异常值的纠正需要在式(16 得到的异常值位置i m (m=1, 2, , M 处重新解模糊, 这时以 #th1作为参考值, 在集合#3, k 3(i m 中寻找一个与 #th1最接近的估计值#, 13(i m =arg m in #3#3, k 3(im |#3- #th1|(19同样, 在第二次异常值的纠正时, 以 #th2为参考值, 对式(18 识别出的异常值进行纠正。至此完成了对所有发生解模糊错

36、误的入射角测量值的处理, 恢复出了在正常误差范围的入射角估计值。图9表示在入射角等于-45度, 各通道载波相位误差在(-35, 35 内呈均匀分布的情况下, 对发生解模糊错误进行识别和纠正的结果。可以看出, 通过两次识别和纠正, 该方法完全恢复出了所有在正常误差范围内的入射角测量值。在得到某个天线阵面的两个干涉仪的入射角后, 通过变换可以得到该天线阵面坐标下的偏角和倾角, 再经坐标旋转, 可以进一步得到在航天器公共坐标系下表示的目标偏角和倾角。图9 对解模糊错误进行的识别和纠正4 结 语根据以上算法研制了雷达和应答机通用信号处理机样机。通过对专用目标信号模拟器的验证, 雷达信号处理机的各项指标

37、均达到了设计要求, 实现了在大半球空间内, 对相距100k m 1m 、相对运动速度-6060m /s 的合作目标进行距离、速度、偏角、倾角、偏角角速度和倾角角速度精确测量, 满足了航天器空间交会对接的要求。参 考 文 献1 刘国岁, 孙光民, 顾 红, 等. 连续波雷达及信号处理技术J.现代雷达, 1995, 17(6:20-36.2 V an N ee , D J R , Coenen , A J R M. N e w fastG PS code acquisition technique us i ng FFT J.E lectronic L etters ,1991, 27(2:158

38、-160.3 F loyd M G. Phase l ock techniquesM.JohnW il ey &Sons ,Inc . N ew Y o rk , 1979.4 邱致和, 王万义. G PS 原理与应用M .北京:电子工业出版社, 2002.5 朱 群, 郑林华. 一种基于FPLL 的载波跟踪算法J.电子工程师, 2004, 30(12:30-33.6 VAN D i erendonck A J , PA T F , TOM F. Theory and pe rfor m ance of narrow co rre l a tor spac i ng in a GPS rece

39、iverJ.N av i ga ti on Journa l o f the i nstitute o f N avigati on , 1992, 39(3:265-283.耿生群 男, 1973年生, 博士研究生。研究方向为雷达信号处理。吴嗣亮 男, 1964年生, 教授, 博导。研究方向为矢量脱靶量测量技术、雷达系统仿真与信号模拟、雷达新体制和集群通信等方面。41第9期耿生群, 等:伪码连续波交会对接雷达信号处理机设计收稿日期:2005-07-12作者简介:何源(1976 , 男, 在读硕士研究生, 从事网络技术及算法研究.文章编号:1004-5422(2005 04-0301-03线性

40、调频连续波雷达的距离估算何源1, 袁飞2, 朱彬3(成都大学网络管理中心, 成都610000摘要:针对线性调频连续波(LF MC W 雷达系统的结构特点, 推导了LF MC W , 证明了LF MC W 雷达作用距离的四次方与其发射信号的时宽带宽积成正比, 为LF MC W .关键词:调频连续波; 雷达; 距离; 估算中图分类号:TP9580前言(LF MC W 雷达具有发射功率低、无距离盲区、距离分辨力高等特点, 广泛应用于无线电高度表、工业测距、汽车防撞和导弹制导等领域1. 随着毫米波技术的发展, LF M 2C W 前端已经固态化、集成化、小型化2. 毫米波F MC W 雷达很容易获得大

41、的绝对带宽, 从而获得高的距离分辨力; 使用小孔径天线即可获得窄的波束指向, 从而获得高的角分辨力. 目前, 毫米波LF MC W 雷达受器件的限制, 其发射功率较小, 影响了LF MC W 雷达的作用距离和应用范围. 为此, 研究LF MC W 雷达的距离方程, 给出LF M 2C W 雷达发射功率与作用距离的定量关系, 对毫米波LF MC W 雷达的研究和应用具有现实的指导意义.1LF MC W 雷达的系统结构F MC W 雷达的调制方式主要有线性调制(包括锯齿波和三角波 和正弦波调制两种. 随着信号处理技术和数字技术的发展, 采用线性调制的F MC W 雷达成为目前研究和应用的主要方向.

42、 LF MC W 雷达主要由F MC W 前端、信号预处理、信号采集及数字信号处理几部分组成3, 其系统结构如图1所示.LF MC W 雷达的工作原理是:在数字信号处理器的控制下, 由D /A输出一线性扫频电压, 驱动图1LF MC W 雷达的系统结构示意图压控振荡器产生一线性调频的连续波信号输出.LF MC W 信号由定向耦合器分为两路, 一路经环行器后送到天线辐射电磁波, 一路送到差拍混频器作为本振输入. 辐射的电磁波被目标反射后由天线接收, 经环行器隔离后输入到差拍混频器与发射信号进行差拍后得到零中频信号. 该信号经信号预处理器放大、滤波处理后由A /D变换器转换为数字信号, 再由数字信

43、号处理器经FFT 运算转换为频域分布, 从而获取距离、速度等信息. 零中频信号的频率f IF 与雷达至目标距离R 的关系为:f IF T c(1式中, T 为扫频时宽, B 为扫频带宽, c 为电磁波的传播速度.2LF MC W 雷达的傅里叶处理由式(1 可知, 信号预处理器的高端截止频率f c 对应于雷达的最大作用距离R max . 对LF M 2C W 雷达, 有2R m axT c1, 故有f c B.对于单一点目标, LF MC W 雷达的中频输出可表示为:S IF (t =Msin (2f IF t +0 +n (t (2 式中, 0为中频信号的初相位, n (t 为噪声. 假定n

44、(t 为白噪声, 并忽略A /D采样的量化噪声, 则数字信号处理器的输入信噪比(按能量计 为:E si N si2N si(3中频输出经数字信号处理器FFT 运算后其能量的分布由时域转换为0f s /2布, 即能谱, 如图2所示 .图2LF MC W 雷达的能谱在f s =2f c , 即等N yquist 条件下, FFT 运算后目标距离R 对应频率点f IF 处的最大信噪比输出为:E N so 22N si /f c =2N si Tf c =E N siTf c(4由式(3 、(4 可得经FFT 运算获得的傅里叶处理增益为:NE /NE si /Nsi=Tf c (53LF MC W 雷

45、达的距离方程收发共用天线的一次雷达距离方程的基本表达式4为:R 4m ax P G 22(4 3kT 0B n F n D 0L(6式中, R max 为雷达的最大作用距离, P t 为雷达的峰值发射功率, G 为天线增益, 为电磁波波长, 为目标的雷达截面积, k 为玻耳兹曼常数, 取113810-23, T 0为接收机的噪声温度, B n 为接收机的带宽, F n 为接收机噪声系数, D 0为可见度系数, L 为系统损耗.在图1所示的LF MC W 雷达系统中, B n =f c . 同时考虑到FFT 获得的傅里叶处理增益, LF M 2C W 雷达的距离方程可表示为:R 4m ax =P G 22Tf (4 3kT 0f c F n MLP G 22T (4 3kT 0F n ML(7由图1, LF MC W , 约为其发射脉冲时宽的倒数; 而LF MC W 雷达在天线端口为大带宽信号, 但经差拍混频和信号预处理后, 其信号变为窄带信号.为了在峰值功率和距离分辨力相同的条件下对比LF MC W 雷达与传统脉冲雷达间距离方程的不同, 式(7 可表示为:R 4m ax P t G 22(4 3kT 0B F n MLTB =R 4m ax D(8式中, R max 为LF MC W 雷达等效的脉冲雷达的最