透析-DC-DC正激变换器次级有源箝位电路(完整版)实用资料.doc

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1、透析 DC DC正激变换器次级有源箝位电路（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）透析 DC DC正激变换器次级有源箝位电路 电源网讯 摘要 提出一种新型DC - DC正激变换器次级有源籍位电路。它一方面将储存于变压器漏感能量无损耗地转移到负载，另一方面有效降低了次级功率二极管电压应力。本文对其一个周期内工作原理及相关理论进行分析，并给出2.8 kW DC - DC变换器实验结果及波形。关键词 ：正激变换 有源箝位 漏感1 前言图 1为 正 激变换器次级拓扑结构电路，VD,为整流二极管，VD:是续流二极管，L:是输出滤波电感，C:是输出滤波电容。当初级开关管开通时，

2、VD,导通，VD:截止，初级能量向负载转移;当初级开关管关断时，VD,关断，VD:开通，滤波电感电流通过VD:续流。以上只是理想状态，若考虑功率二极管的反向恢复特性和变压器漏感，当VD,(或V D2)处于反向恢复期时，有一冲击电流流经变压器，并将能量储存于变压器漏感中，此能量将使二极管承受较大的反向电压冲击。这样一方面需选用较高耐压等级的二极管，另一方面产生的EMI也较大。此外，由于变压器存在绕线电阻，此能量会使变压器发热。如何 有 效 处理漏感能量呢? 最常用的办法是将无源RC缓冲电路与每只功率二极管并联，如图2所示，使漏感能量都消耗在缓冲器上。工作频率越高，缓冲器消耗的能量越多，因此，变换

3、器频率和效率都不高。下面 将 介 绍一种有源箱位电路，它能将功率二极管反向电压籍位在一较低范围内，并且能量回收电路将漏感所存储的能量无损耗地转移到负图1 DC载，便于实现变换器的小型化。图 1为 正 激变换器次级拓扑结构电路图2 带RC缓冲电路的功率二极管2 电路原理分析DC 一 DC 次级有源籍位电路如图3所示，L2表示变压器次级的漏感，由VDI,VD2,VD3,VD4,C1组成全桥结构籍位电路，VD1,V D:是正激变换次级主整流二极管和续流二极管。对于这种全桥结构，加在每个主二极管上的最大反向电压就是电容CI的电压。因此，如果能将C1电压籍在小于每个二极管的最大反向电压，二极管就可实现安

4、全籍位了VT3,L3 ,V D5,C: 组成升一降压式的能量回收电路。下面将分5个阶段对DC -DC次级有源籍位电路一个周期内工作过程进行分析，参见图4(图中纵坐标比例不一致)。为了 便 于 分析，作出如下假设:(a) 输 出电 感Lf足够大，在一个开关周期内，其电流基本保持不变，因此L:和C;以及负载可看成一个电流为I。的恒流源;(b) 变 压 器除考虑次级漏感外视为理想器件;(c) 主 二极 管VD;和续流二极管VD:除考虑反向恢复特性外其它均不考虑;(d) 其 它 元件都是理想的。(1) t。 一 t1to时 刻 ， 变换器初级开关管开通，变压器次级线圈电压U,翻转为Up,;/k，其中叽

5、*为初级直流电压，k为变压器初次级匝比。整流二极管VD,正向偏置导通，流过玩、VD,的电流线性增长，增长率为di/dt= U sec/L 2。由于二极管的反向恢复特性，VD2 尚未关断，IVD2以相同的速率减小，但总的I0不变。(2) t1一 t2IL2 在 t; 时刻达到最大值IL2(max)二Io+IRR其中IRR为VD:的反向恢复电流峰值。t1时刻，VD2反向恢复期结束后关断，VD2上开始有反向电压，籍位二极管VD;导通。此时，籍位电路将加在VD:上的反向电压籍位为C1的电压，L:上多余的能量向C1转移，IL2下降，Uc，增加。t:时刻，IL2= I。 ,VD 4 关断可以计算出这段时间

6、转移到C;上的能量为:(3) t2一 t3t2时 刻 ， VT3开通，而在此之前，IL3=0，因此V T3实现了零电流开通，开通损耗很小。C1上储存的能量通过负载一L3-V T3通路向负载和L3转移，IL3增加。由于I。不变，IVDI将减小。t3时刻，C，复位(4) t3 一 t4t3时 刻 ，变 换器初级开关管关断，同时VT 3关断，I。和IVDI线性减小，减率di/dt=U,/L29I V D 2以相同速率线性增加。储存于L3上的能量转移到C:上，IL3减小，其减小率为dIL3/dt二一Uo/L3。若忽略R3损耗，(因为在模块正常工作时R3上消耗的功率约0.3W ),C: 与负载并联，这样

7、L3上的能量就转移到负载上去了。图 4 箱 位 电 路 工 作 原 理 波 形(5) t4 一 t5t;时 刻 ，IL2和，VDl达到负的，RR，而IVD2达到最大值，ID2(MAX)=Io+IRR,VD ,关断，籍位二极管V D3开通。此时，加在VD,上的反向电压为籍位电容C,的电压，漏感上的能量通过V D2-Cl-VD3-L:通路向C,转移，UCi增加。t5时刻，IL2 为0，这段时间转移到C,上的能量为:t5时 刻 后 ，输出电感通过VD:续流，以维持输出电流连续。此后开始新的周期，状态同(1)。3 、性能分析3.1 、能量分析由于 变 压 器的漏感与绕制工艺和磁芯材料有关，为了简化分析

8、在这里将它看成一常量。由以上分析可知:在一个开关周期内漏感所储存的能量为那么单位时间内漏感所储存的能量为式 中，f为变换器的工作频率)。若采用RC缓冲器与主二极管并联，这部分能量全消耗在缓冲器上。由该式可看出，P与f成正比，这使得采用RC缓冲器的变换器工作频率和效率难以提高。若采用本文介绍的能量回收电路，这部分能量全部转移到负载上，有利于提高工作频率和效率。3.2 有源箱位分析由以 上 分 析可知，在一个开关周期内漏感所储存的能量均转移到籍位电容C1上，由此可得C,上电压增量U为变换器的实验结果。图 5是 籍 位电容C1两端电压波形。由图可看出，其电压是在160 V平均电压上有些波动，但最大值

9、不超过180 V。因此，整流(续流)二极管用低耐压200 V的二极管是很安全的。图 5 箱 位 电 容 C， 两 端电 压波形表 1是 可 选用的两种二极管的参数对比，显然，200 V比400 V的二极管有更低导通压降，同等条件下，用200 V的二极管导通损耗更低。表 1 两 种 二 极 管 参 数 对 比为了 确 保 二极管安全箱位，也就是当籍位电容吸收漏感多余能量而电压升高时二极管不会有烧坏的危险，籍位电容的电容量需要大些。这样，在每个开关周期，籍位电容上的电压就是在一平均电压基础上有微小的波动。由此可知，C,越大，DU越小。但C,越大，体积和价格也相应增加。因此，只要选择合适的C,值，D

10、U就可确定，U十U(主二极管上的最大反向电压)也确定了。将它与手册上拟选用二极管的最大反向电压相比较，即可确定二极管工作是否安全。表中，IRR反向恢复电流峰值在Tj=100条件下测得;OF导通压降在if=60A ,Ti =150条件下测得。此外 ， 经 计算，(1)选用400V 功率二极管，RC缓冲电路总损耗137 W ;(2) 选 用 400V 功率二极管，有源缓冲电路总损耗70 W ;(3) 选 用 200V 功率二极管，有源缓冲电路总损耗48 W,由此 可 见 ，选用200V 功率管的有源缓冲电路比选用400 V功率管的RC缓冲电路节省功率89 W。对于2.8 kW的变换器而言，可将效率

11、提高3个百分点。5、结论由以 上 分 析可知，次级有源籍位电路有两个优点:(1)将功率二极管反向恢复期间存储于变压器漏感的能量无损转移到负载;(2)降低功率二极管电压应力。经实验验证，该电路设计是可行的。(电源网原创转载请注明出处）逐压控制的开关电容DC-DC变换器V o ltage Fo llow ing Con tro led Sw itch ing Cap acito r DC2DC Converters西安理工大学刘健陈治明钟彦儒(西安710048摘要:论述了逐压控制的开关电容DC2DC变换器的组成和工作原理。采用串2并电容对及与适当电容串联组合的方法,提高了变换器的效率。对采用开关隔

12、离的DC2DC变换器亦进行了探讨。仿真与实验结果证明了该方法的优良性能。Abstract:T he operati on p rinci p le and configurati on of the V o ltage fo llow ing contro lled(V FC s w itch ing capacito r DC2DC converter is discussed.By using a pair of series parallel capacito rs in series w ith a p roper capacito r,efficiency of the conver

13、ter is greatly increased.Iso lated s w itched2capacito r con2 verter is also investigated.Si m ulati on and experi m ent results show good perfo r m ance of the m ethod.叙词:变换器效率 逐压控制Keywords:convertors;eff ic iency volt age followi ng con trol1引言传统的DC2DC变换器都含有电感元件,不能令人满意1。用感性元件作负载会使开关器件的关断电流不能立即为零,产

14、生反向尖峰电动势以及过电流失磁现象等,都会为设计带来麻烦,DC2DC变换器不易集成,难以实现小型化。不含感性元件的开关电容变换器26仅采用功率开关和电容器,因而容易集成,在便携式设备、微型计算机、汽车等领域很有发展前途。目前,对开关电容变换器的研究还存在许多不足。早期的开关电容变换器的电压转换比由结构确定,无法调整2;文献3、4中虽然引入了调节,但效果不佳;文献5中采用了PWM调节,从而得到了可调整的转换比率但其效率较低,其中采用串2并电容对组合提高了转换效率,但只能实现1 N的降压转换(N为串2并对阶数,因采用PWM调节动态响应速度慢,这种开关电容变换器只适合于DC2DC变换。本文提出的逐压

15、控制方案取代了传统PWM调节,具有较好的动态响应。采用同样结构的开关电容变换器,可实现DC2A C变换和构成失真小的DC2A C变换器。文中采用串2并电容对与适当电容串联的方法,使任意电压变比的DC2DC变换器实现了低功耗。另外,还试验了不采用变压器的M O SFET有源隔离技术。2基本原理逐压控制的开关电容变换器及控制电路原理图如图1所示。其中,R on为M O SFET S1、S2的导通电阻,D为施密特触发器,U为振荡器,N 为比较器,V W为基准源 。图1(a逐压控制开关电容变换器原理图(b控制电路原理图变换器启动后,当输出超过U0+U e或振荡脉冲为负时,S2关断、S1导通;当输出低于

16、U0-U e且振荡脉冲为正时,S2导通、S1截止。U0是输出电压设计值,2U e为允许纹波电压峰2峰值。S1和S2的控制逻辑设计成互为相反的状态。通过振荡器提供的脉冲信号,可保证在变换器启动初始即使U c2很低(或为零C1也有被91电力电子技术1997年第1期1997.2充电的机会,而当U c2建立起足够的电压后,通过逻辑电路封锁振荡器脉冲。这样,在启动初期S 1、S 2受U 强制控制,以确保启动成功。稳定后U 不起作用,S 1、S 2完全由U c2电压反馈控制。由上可见,这种新的控制方法可使输出电压限制在所设计的动态范围内(见图5a 。若将基准源V w 换成正弦交流电压,输出就成为正弦交流电

17、压,即实现了DC 2A C 变换(见图5b 。并联三套上述的DC 2A C 单元,并使V w 为互差120的工频正弦波信号,则可得到较好的三相交流功率输出。如果V w 采用任意波形信号,则可得到这种波形的功率输出,因而这种控制法称为逐压控制法。3分析与讨论3.1关于C 1对于降压型DC 2DC 开关电容变换器,C 1采用串2并电容对形式可降低损耗,如图2所示。串2并电容对的特点是串联充电、并联放电,充电时几个电容串联形成较高的初态电压,使其与电源电压之差较小,因而充电电流较小,损耗亦降低。放电时并联放电,放电电压为串联充电电压的1 N ,即实现了降压作用。放电时间常数较大,可保证在要求动态范围

18、内提供的电能可维持较长一段时间。采用图2a 、b 的串2并对电容构成C 1只能实现1 N 的变比,而采用图2c 的形式可实现任意变比包括1 N (N 2。与高阶串2并电容组相比,图2c 二极管较少,从而降低了损耗。图2不同电压变比M 的串2并对电容组构成形式(a M =0.5C 11=C 12(b M =0.33C 11=C 12=C 13(c M =0.75C 11=C 12C 13=0.5C 113.2工作范围要使逐压控制法正常运行,要求变换器满足以下两个条件:S 1导通期间,C 1必须充电至U s ;S 2导通期间,C 2应能充电超过U 0+U e ,以保证C 1有新的充电机会。第一个条

19、件较容易满足。下面研究第二个条件。通常R on R L ,因而可近似认为C 1对C 2的充电过程中R L 开路。在该充电过程起始瞬间U c1(t 0=U s m(1U c2(t 0=U 0-U e(2W c1=(C 1U s 2 m 22(3W c2=C 2(U 0-U e 22(4式中m 降压系数当U c2达到最大时刻t m 时U c1(t m U c2(t m (5W c1=C 1U c22(t m 2(6W c2=C 2U c22(t m 2(7根据能量守恒定律W c1+W c2=W c1+W c2(8将式(3、(4、(6、(7代入式(8解得U c2(t m =C 1U s 2m 2+C

20、 2(U 0-U e 2C 1+C 2(9要满足条件,必须U c2(t m U 0+U e ,即C 1U s 2m 2+C 2(U 0-U e 2C 1+C 2U 0+U e(10选择能使不等式(10成立的C 1、C 2构成开关电容变换器,就可实现逐压控制。值得注意的是,C 1对于串2并组合应为放电时电容组的等效电容。因式(10忽略了R L ,所以在实际设计时应留有余量。关于开关周期可近似计算如下S 1导通、S 2截止的周期T 1:此期间U c2从U 0+U e 降至U 0-U e ,时间常数=R L C 2,T 112U e(U 0+U e ,其中为指数系数,经验值为0.70.9。S 1截止

21、、S 2导通的周期T 2:2=R on C 2,T 22,T =T 1+T 2。3.3有源隔离开关电容变换器图3所示为有源隔离开关电容变换器。采用M O SFET 作为隔离元件,前、后级的隔离程度取决于M O SFET 及其串联肖特基二极管的耐压。肖特基二极管VD s 的作用是阻止通过M O SFET 内部反向二极管的电流以达到隔离目的,同时也增大了隔离的耐压值。隔离驱动可采用小型耦合电感器表面贴装形式,因驱动电流很小,因而并不消耗多少功率。该电路的工作02电力电子技术1997年第1期1997.2 图3有源隔离开关电容变换器原理如同图1a ,只是其输出电压采用一只工作在线性区的光电耦合器反馈至

22、初级。注意,由于VD s 与M O SFET 是非理想的,为了保证前、后级完全隔离,S 1、S 3和S 2、S 4的交替导通,应使其存在一个时间间隔。作者设计了两个施密特触发器来实现上述时序关系,如图4所示。其中V up1、V up2、V dow n1、V dow n2分别为两个施密特触发器的上阈值和下阈值电平 。图4两施密特触发器的时序关系3.4动态响应由前述分析可看出,逐压控制具有较好的动态特性。因为负载突变时造成U c2发生变化,但只要达到U 0-U e 或U 0+U e ,则控制电路会立即工作而无任何滞后。当输入电压发生变化时亦是如此,因而DC 2DC 开关电容变换器的动态响应好。对于

23、DC 2A C 变换情况稍有不同。因为C 2取值较大,造成U c2下降速度低于参考电压的下降速度,从而使输出电压不能很好地跟踪参考电压的变化,造成波形失真。这种情况发生在较高频率的A C 信号,且在低电压区尤其明显,但可采用叠加适当直流偏置的办法加以缓解。尽管如此,逐压控制仍能使大多数DC 2A C 开关电容变换器满意工作。4结论用SP I CE 仿真了10 5V DC 2DC 开关电容变换器和10 1.5V 4kH z DC 2A C 变换器,负载分别为58和28,结果如图5a 和b ,纹波U pp =40mV 。我们实验了12 5V 的有源隔离开关电容DC 2DC 变换器,纹波U pp =

24、50mV 。 仿真与实验结果表明逐压控制方法是可行的。图5仿真波形(a 10 5V DC 2DC 开关电容变换器负载为58(b 10 1.5V 4kH z DC 2A C 变换器负载为28理论和实验结果表明,逐压控制法具有较高的动态响应性能,此法不能作到零纹波,但可在其后再加一级L C 滤波环节来解决。串2并电容组与适当电容串联的方法可降低降压型开关电容变换器的损耗,实现任意电压变比。有源隔离方法不采用变压器,因而体积小、易集成,但12逐压控制的开关电容DC 2DC 变换器它抗干扰性较差,只适合于要求不高的场合。参考文献1Q uinnell R A .独立创新使小型磁性元件走向片式化.EDN

25、,Ch ina ,1995,42452Singer Z et al .Pow er regulati on by m eans of as w itched capacito r .P roc .IEE ,1972,119(2:1491533M anusarz R et al .A Sw itched capacito r induc 2to rless DC 2to 2A C vo ltage step 2up pow er converters .P roc .IEEE Pow er E lectron .Spec .Conf .,1989,991034M iddlebrook R D .

26、T ransfo r m erless DC 2to 2DCconverters w ith large conversi on rati o s.IEEE T rans .Pow er E lectron .,1988,3(4:4844885Cheong S V et al .D evelopm ent of pow er elec 2tronics converters based on s w itched capacito r cir 2cuits .P roc .IEEE Int .Symp .C ircuits and system ,1992,190719106Cheong S

27、V et al .Inducto rless DC 2to 2DC con 2verters w ith h igh pow er density .IEEE T rans.Ind .E lectron .,1994,41(2:208215收稿日期:1995207211收修改稿日期:199521 5作者简介刘健:男,1967年7月生,工程师,硕士学位,在读博士生。专业为电力电子技术,研究方向为DC 2DC 变换器及电力系统自动化。陈治明:男,1945年10月生,教授,博士生导师。研究方向为功率集成电路,非晶半导体及电力电子器件。钟彦儒:男,1950年1月生,教授,博士生导师。研究方向为电力电子

28、电路及应用。(上接第15页图5实验波形(输出电流120A 时(a 变压器原边电压波形(U :200V 格t :10s 格(b 变压器副边电压波形(U :50V 格t :10s格参考文献1张占松.高频直流开关电源.桂林:广西科技出版社,1993.2柳刚等.焊接逆变器偏磁问题及其防止措施的研究.电焊机,1993(4:2223收稿日期:199521 9收修改稿日期:1995211229作者简介朱振东:男,1969年2月生.博士学位。专业为电机,研究方向为电机调速及电力电子应用。翟志军:男,1967年6月生,博士学位。专业为电机,研究方向为电机调速及电力电子应用。许大中:男,1929年10月生,教授,

29、博士生导师。专业为电机,研究方向为电机及其控制。22电力电子技术1997年第1期1997.2双正激DC/DC变换器的一种新型拓扑研究目前在各种电气设备中应用的各式各样的开关电源,大多数都采用间接式DC/DC 变换电路。它具有隔离性能好,便于提供多路输出直流电源等优点。间接式DCPDC 变换电路通常又分为单端电路和双端电路。一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC 变换电路,其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第1 象限,一方面使铁芯不能得到充分利用,另一方面总需要解决磁通复位的问题。相比之下,

30、双端间接式DC/DC 变换电路比较适用于中大容量的开关电源,其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的第1、3 象限之间对称地交变,铁芯的利用率较高,也不必担心磁通的复位问题。而且对应于正负半周都可以向输出传递能量,加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽,有利于减小变压器的绕组匝数和铁芯体积,提高开关电源的功率密度和工作效率。因此研究开发完善、可靠的双正激DC/DC 变换拓扑方案一直为国内外有关研究和工程技术人员所关注。基于上述考虑,我们在科研实践中,提出了一种新型双端正激式DC/DC 变换器的半桥拓扑方案,特别适合于整流器、逆变器等具有高压直流环节的电力电子系统,利用其现成的高压直流环节,为系统

31、的控制、驱动和检测保护提供多路直流电源。与以往的双端正激式拓扑结构相比较,其特点是可以有效地避免上下两桥臂在高频PWM 开关过程中易于出现的直通短路问题,使开关电源的可靠性大为提高,而且其输入电压可以很高,输出直流电源容量大、组数多,尤其适用于中大功率电力电子系统。目前在国内外尚无有关同类拓扑的文献报道。鉴于所有半桥拓扑结构的双端正激DC/DC 变换器,在直流输入电压高、高频变压器变比大的情况下,都存在磁通维持续流阶段的不理想方面,本文提出了一种独特的磁通维持续流控制方法。同时,为了解决开关电源的自启动问题,还给出了一种自举电路控制方案。新型拓扑结构及工作原理：主电路采用了如图1 所示的拓扑结

32、构。图中变压器原边采用半桥式双正激电路,主电路可直接利用高压直流环节供电。两原边绕组L1、L2 上下对称,极性相反,共用同一铁芯。这种结构可以有效地避免在高频PWM 开关作用下,由于MOS 管关断不及时所可能出现的上下桥臂直通现象。图中右上回路代表着一系列带有中间抽头的副边绕组及高频整流滤波环节。它对副绕组两端产生的正2零2负三电平交变高频脉冲电压,通过两只快恢复二极管实现全波整流,然后进行L-C 滤波或直接电容滤波后稳压输出。另外,为了稳定输出电压和提高抗干扰能力,电路中还选择了其中一组副边为SG3525 芯片的PWM控制提供反馈电压。以下将每个开关周期分为三个阶段来分析整个主电路部分的工作

33、原理。首先要假设变压器原边电流的正方向是流入绕组同名端的。主电路中开关管M1 、M2 占空比变化范围是050 % ,且轮流导通。1) 开关管M1 导通时,电容C1 的正向电压加在原边绕组L1 上。在此电压的激励下, 根据u =Ld i/d t , 可推导出式中U=Ud/2,即输入侧直流电压的一半,L 为高频变压器的等效励磁电感。在电路工作达到稳态后,每周期开关管M1 刚导通时对应的励磁电流初始值I0 应为负值,并且励磁电流以斜率UPL (常值) 从负到正线性增加(这里要注意的是:流经L1 的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的,因而L1 中电流的大小还取决于负载的轻重) ,同时各副边绕组两端感

34、应生成正向电压脉冲。2) 开关管M2 导通的情况与M1 类似,由于电容C2 端电压U = Ud/2 ,相对于L2 的同名端而言为反极性作用,其励磁电流的初始值I0 为正值,故此期间励磁电流是以斜率UPL 从正到负反向线性增加的,因而各副边绕组两端生成负极性电压脉冲。3) 当M1 、M2 都不导通时,需要主磁通励磁电流保持在最大值I0 不变,使各绕组磁通维持常值,根据法拉第电磁感应定律u = - d/d t ,主电路原边绕组及各副边绕组的端电压在此期间内均保持为零,从而使变压器副边电压为三电平PWM 脉冲波形,进而保证输出直流电压具有可控性。从上面的分析我们不难看出主电路高频变压器的励磁磁势是依

35、照规律线性增加(从负到正) =维持恒定(在励磁续流回路中)=线性减小(从正到负)而变化的,使得主磁通在第1、3 象限内对称交变,满足双端正激式控制的要求。按照本拓扑结构的上述工作原理,为了实现输出直流电压的可控调节,应该做到两个方面,其一是主电路中开关管M1 、M2 的PWM 占空比都能在050 %范围内连续变化;其二,在每个开关周期当中,除两只开关管按一定的PWM 占空比轮流导通的时间之外,还有一段时间二者均不导通,此期间需要保持励磁电流不变,使得输出感应电压为零。此外,为了使高频变压器铁芯的主磁通在第1、3 象限内的对称交变有更宽的变化范围,从而有利于减少绕组匝数,充分利用铁芯和减小变压器

36、体积,应设法使励磁磁势在两开关管均不导通期间维持在正向或负向最大值不变。这就要求在L1 和L2 两原边绕组均不导通的情况下,由其它副边绕组提供励磁续流磁势,然而通过计算机仿真和实验研究的结果都表明,在直流侧电压较高而变压器原、副边变比较大的情况下,仅仅依靠类似于L4 所在的副边整流回路提供励磁续流,其波形是很差的,远不能达到理想的三电平PWM控制效果。正是针对这一问题,本方案专门设计提出了一种励磁续流回路如图1 中右侧L3 所在的回路所示。回路中MOS 管M7 、M8 均带有反并联二极管。在主电路半桥的上下两管都不导通的时候,通过同时开通这两只开关管,来维持主磁通的励磁磁势及励磁电流的连续性,

37、由于该回路电阻很小,励磁电流近似维持不变。PWM控制信号产生电路：主电路的PWM 控制信号是由SG3525 产生出来的。由于3525 的控制简单且相关资料很多,在此我们就不详细给出其周边电路了。SG3525 根据变压器副边反馈的电压信号Vfd 调整输出PWM 控制信号的占空比,如图2 所示。由于主电路采用双端正激式结构,门极驱动信号也需要隔离,因此SG3525 输出端接于变压器T2 原边两端,两个副边分别以相反的极性来驱动开关管门极。至于励磁续流回路中的两个开关管的门极控制信号的控制逻辑,可以采用SG3525的两个输出信号的“或非”得到,从而保证在OUTA 、OUTB 有一个为高电平时,G3、

38、G4 就都输出低电平。只有当两个输出均为低电平时,G3、G4 才为高电平,进而驱动励磁续流回路开通。自举电路分析：作为实际能够应用的产品,必须要做到能够自启动,即自举。要利用上电时的输入直流高压,来得到能够提供给控制芯片的初始电源,在主电路变压器真正开始工作后,在某个副边会产生一定的电压,再利用此电压经过一定的处理作为工作电压提供给控制芯片,这样整个电路就可以正常工作了。在许多开关电源的方案中,或者根本没有提出自启动的解决方案,或者采用的是直接利用大电阻将主电路直流侧高电压分压得到,在整个电源工作时期内,它都要提供电压,消耗许多能量,从而使得系统的效率大大降低。本方案提出一种有效的解决办法,如

39、图3 所示,在上电初期,初始回路等效电阻较小,一旦工作电压建立起来,初始回路等效电阻变为很大,而且也不必为控制电路提供电源,因而提高了系统的效率。图3 中Vd 为主电路输入侧直流电压,V 为由某次级线圈提供的输出直流电压,R1 阻值很大,R2 相对R1 要小得多。刚上电时,V 为零,开关S1 断开。因此MOS 管TR1 导通。经过稳压管稳压后给作控制芯片的初始电源。一旦副边电压建立起来后,S1 闭合,进而拉低TR1 的栅极电压,使其关断。需要注意的是,R2 可以取得很小;同时,支路的电阻R1 由于场效应管栅极电流极小的缘故,阻值可以取得很大。这一点避免了传统的方案中电阻必须较小以提供足够大的电

40、流的缺点,从而提高了工作效率。仿真及实验波形分析：仿真波形：基于上面的电路原理分析,有助于理解以下给出的计算机仿真结果。本方案的可行性研究是通过Pspice810 软件仿真来完成的。它的强大功能很适用于电力电子电路的原理及性能分析。仿真采用Pspice 内置的元器件: 主电路的MOS 管采用IRFD150 ,高频变压器的模型由电感元件L 和耦合系数元件K构造而成。MOS 管的开关频率为40kHz ,仿真时间为10ms。选取暂态仿真即得到如图4 所示几组波形,它可更充分完整地说明前面分析的原理。以下将分析各波形的产生原理及相互联系。鉴于主电路变压器原边上下桥臂工作情况类似,只需观察上桥臂的工作情

41、况就可以较清楚地了解整个电路的工作原理。图4 (a) 展示的是加在主MOS 管M1门极的PWM控制芯片产生的波形(为了简化仿真,它只是逻辑电平。门极实际的电平变化请参照本文实际测量波形) ;而加在M2 的门极信号与之类似,只是从时间上交错开。图(b) 是流过绕组L1 的电流波形:从中也不难看出在主开关管M1 导通时为一条线性增加的直线,由于它还包含了负载电流成分,因而此直线并不是正负对称,而是向上平移了;在M1 关断时,L1 不流过电流。图(c) 是原边绕组L1 两端电压: 当主MOS 管M1 导通时,使原边线圈两端作用以U = Ud/2 的正向电压;当M2 导通时,由于L1、L2 紧耦合且极

42、性相反,则L1 两端为负电压;当M1 、M2 都关断时,L1 两端电压为零。图(d) 所示的是与图(b) 相关的励磁续流回路的电流波形:在M1 或M2 开通时,励磁电流由原边提供,此时该续流回路电流为零;当M1 、M2 都关断时,励磁电流通过续流回路作用维持恒定的正值或负值,以维持磁通近似恒定。通过这两个波形,进一步证实了在前面原理分析中对励磁电流变化规律的总结。图(e) 是励磁电流续流回路的MOS 管M7 的门极信号(M8 的与之相同) 。为了保证该回路能够在M1 、M2 关断时开通,两门极信号之间采用了“或非”的逻辑关系。具体的电路结构可参照PWM 控制产生部分。图(f) 就是所关心的变压

43、器某一副边绕组的波形:从图中可看出,它只在M1 导通时才出现正电平或M2 导通时出现负电平,而在两管均不通时,电压为零;也就是说,可以通过改变主电路MOS 管门极信号的占空比来达到控制输出电压的目的。这都是在励磁续流回路的作用下才得以实现的,否则在M1 、M2 关断期间,副边也会产生很高的电压,这便失去了输出电压的可控性。实验波形：在分析实验波形之前,应该注意的是由于变压器总会存在一些漏感,因此实际的波形与仿真得到的有一些细微差别,这是很正常的。在图5(a)中,上侧波形就是前面提到的主电路上桥臂MOS 管实际的门极信号,它是由SG3525 的OUTA、OUTB 合成的,下桥臂MOS 管门极信号

44、电平与其相反;图5 (a) 下侧波形是由OUTA、OUTB“或非”得到的励磁续流回路MOS 管的门极信号,从图中可以很好地看到两者的对应关系。在图5(b)中,下侧波形就是其中励磁续流回路的MOS 管门极控制电压信号;上侧波形为变压器某副边绕组的电压波形,可见只有在主电路MOS 管开通时,副边绕组两端才有正向或负向电压;而当M1、M2 均不导通时,绕组两端电压为零(由于漏感影响,有一些振荡) ,依此可以达到通过改变占空比调压的目的。实际波形与仿真波形基本吻合,表明实验取得了期望的结果。结语：在科研实践中,提出了一种新型的双端正激式DC/DC 变换器拓扑方案。它除具有铁芯利用率高,正负半周均可传递

45、能量等优点外,还可有效地避免上下桥臂直通短路问题。本文分析了其所构成的开关电源主电路及控制、自启动等回路的结构原理,同时还提出一种新型励磁磁势维持续流控制方法,有效地解决了其它方案的磁通维持阶段波形变差的问题,特别适合于直流输入电压高,高频变压器变比大的情况,具有较高的实用价值。第卷第期电力电子技术，兰塑鱼量圣笪墅些些曼！翼坠塑！垒型！望！至墅一种三电平双管正激软开关变换器研究闫之峰，马晓军，魏曙光（装甲兵工程学院，北京）摘要：介绍了一种三电平双管正激软开关变换器（，）拓扑结构，在该拓扑结构中，变压器初级采用了两组双管正激电路串联，变压器次级电路并联，从而使变换器同时具有三电平电路和双管正激变换器的优点。软开关技术的应用减少了电磁干扰和功率损耗，提高了变换器的功率密度和转换效率。通过软件对电路进行了仿真，仿真结果证实该电路比双管正激软开关电路优越。最后利用三电平双管正激软开关技术成功研制了，的开关电源。关键词：变换器三电平；双管正激；软开关；开关电源中图分类号：文献标识码：文章编号：（）一，（如，砂矿舢，四聊而昭，驴曙，吼凡。）：印州（）（）珊