2023年A题电压控制LC振荡器作品.docx

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1、摘要本电压掌握 LC 振荡器系统包括压控振荡器 VCO 、数 字锁相环 PLL ，单 片机 MCU 嵌入式系统， 高频功率放大器 RFAMP 。本系统的 VCO 局部承受了大变化范围的变容二极管做振荡电容， 频率调整范围宽， 在输入电压从 0.5V 变化到 8V 时， 输出频率可以从 14MHz 变化到 39MHz ，且 能保持良好的线性度，振 荡环路参加了防振措施，高 次谐波能得到很好的抑制，输出的正弦波波形良好，纯度高，失真低，幅度高且稳定。由于承受了数字锁相技术， 使 VCO 的频率稳定度和精度极高，步 进值可以在 1KHz 到 1MHz 内任意设置 最小为 1KHz ， 为了实际使用便

2、利和考虑到题目要求， 本设计的步进值置为 100KHz 。本系统使用单片机控 制，从操作的敏捷性和牢靠性方面考虑，仅置了三个按键，省去了繁杂的程序调试，也不用担忧程序会跑死。显示局部承受串行输出静态显示方式，可以节约大量硬件资源和软件资源， 且静态显示亮度高稳定。由于 VCO 输出的幅度高，固高频功率放大器 RFAMP 只设计两级， 输入级是选频电压放大， 谐振在 30MHz ； 输出级由于接成 E 类开关型放大器， 搭接 50 欧负载时输出大功率和高效率的 30MHz 高频信号毫不费力。 、 总体方案设计1、 方案论证与比较 1 LC 压控振荡器电路的选择正弦波振荡器按工作原理可分为反响式振

3、荡器与负阻式振荡器两大类。反响式三端 LC 振荡器比较常用的电路形式又可以分为两大类： 电感反响式三端振荡器与电容反响式三端振荡器。电感反响振荡电路简洁起振，但电感反响支路为感性支路，对高次谐波呈现高阻抗，故对回路中的高次谐波反响较强，波形失真较大；另外，由于两个电感元件上的分布电容并联于电感元件的两端，工作频率越高，分布电容的影响也愈严峻，这就使得电感反响式三端振荡电路的工作频率不能太高。电容三端振荡器的优点是输出波形较好，该电路中的不稳定电容 分布电容，器件的结电容等都是与该电路并联的，因此适当加大回路电容量，就可以减弱不稳定的分布电容对振荡频率的影响， 提高了频率稳定度。在这里， 我们选

4、择了电容三端振荡器。电容三端振荡器沟通等效电路如图 1 所示。图 1此电路为西勒振荡器，该电路具有频率稳定度好，振荡频率较高，波段范围内幅度比较平稳等优点。 其中振荡频率由 C3 、 C4 和 L 打算， 频率计算公式为：实际上为了能用电压掌握频率， C4 用变容二极管来代替。 2 高频功率放大电路的选择：高频功率放大器要求能实现对 30MHz 选频放大， 由于功率要求是 20mW 且设计的 VCO 输出波形幅度高, 我们只设置两级放大， 一级为电压放大级， 一级为功率输出级。 电压放大级承受一般的选频放大器，谐 振于 30MHz 。输 出级有几种形式： 1、直 接放大，如 图 2 A。 2、

5、推挽式功率放大， 如图 2 B 。 3、 开关功率放大， 如图 2 C 。图 2 A图 2 B图 2 C图 2 A 直接放大型工作于丙类 高频功率放大器一般不工作在甲类或乙类 ， 静态工作点较高，在没有信号输入时仍要消耗肯定的功率，效率极低。丙类放大器单管工作，其高次谐波丰富，尢其是在高次谐波中，二次谐波幅度较高。对于选频功率放大器来说，高幅度的二次谐波吸取了一局部的功率， 不利于基波的放大和效率的提高， 所以此方案不予承受。图 2 B 用两只三极管接成推挽式功率放大器， 这种电路也叫做 D 类放大器， 靠两只管子轮番导通完成正负半周的放大。该电路静态电流可以置得很小或是完全截止，效率可以做得

6、很高，按理论值，D 类放大器的效率可达 100%( 在低频时)。但是实际上，推挽功率放大器在开关转换的瞬间是存在着较大的导通电流，有肯定的功耗，而且功耗随着开关频率的上升而不断地增大，这就使功放的频率上限受到限制了。一般此种功率放大器用于较低频率的放大上, 比方调幅播送的放射,而对于 30MHz 的频率, 我们不承受.图 2(C) 是开关式功率放大器，也叫 E 类放大器,它和 D 类放大器一样管子是工作在开关状态。在晶体三极管导通和断开瞬间, 由于电感 L2 的作用, 避开产生大的电压或电流, 这就减小了器件的开关功耗, 效率也得到了提高。这种放大器的主要问题是 ,由于晶体管工作在开关状态,

7、对于连续变化的正弦波 ,通过开关转换后, 出来的是失真的断续的波形； 电感 L2 一般较大， 它的存在会降低放大器的速度， 但是可以证明, 通过在后面搭接适当的 LC 滤波和匹配网络， 可以复原出原始的正弦波信号，也可以使它的瞬态响应到达最隹。放大 30MHz 的信号丝毫没有问题。 经过考虑， 我们承受了这种开关型功率放大器.频率掌握方式的选择。设计要求振荡器的频率要用电压来掌握， 可以承受变容二极管代替振荡回路中的振荡电容， 通过转变加在变容二极管两端的反向偏压来转变管子的结电容， 从而转变电路的振荡频率。只要我们能掌握 VCO 的输入电压， 就可以掌握振荡器的振荡频率。我们有以下几种掌握方

8、案。方案一 ：利用电位器分压电路。通过转变电位器的分压比来转变变容管的反向偏压，从而转变振荡器的振荡频率。该电路的优点是电路构造简洁，简洁制作。但是电位器很难实现对频率的准确掌握， 且电位器简洁磨损， 噪声大， 受温度的影响也大。方案二 ：利用 DAC 芯片输出掌握电压。通过单片机输出数据经 D/A 器件转换成模拟电压掌握振荡器的频率。此电路掌握的振荡器频率值的步进精度取决于 D/A 器件的转换精度。该电路的构造也比较简洁，频率调整是数码掌握，可以大大减小噪声。但是本设计的压控振荡器是用分立元件做成，并不是抱负中的压控振荡器，由于存在温度漂移，晶体管直流电位会随温度发生移动，输出频率也就随着发

9、生变化，在固定的 VCO 输入电压上，输出频率值是有肯定的波动的，使得从 DAC 输出的数据与实际输出的频率不能一一对应。DAC 的调整作用要经过单片机的运算处理，这样就有一个延时的过程，导致频率的自动调整滞后，所以此方案不予承受。方案三 ： 承受锁相环 PLL 技术。锁相环的根本原理如图 3图 3 锁相环根本原理 个根本的锁相环路主要由相位比较器 PD 、低通环路滤波器 LPF 、压控振荡器 VCO 组成。 相位比较器有两个输入端， 一路来自输出端 fv ， 一路来自基准信号源 fr, 通过比较fr 和 fv 的相位差输出一个对应的电压 Vd 。 假设 fv 的相位超前于 fr 或是 fvf

10、r,Vd 输出一个负脉冲；假设 fv 的相位滞后于 fr 或是 fvfr,Vd 输出一个正脉冲；Vd 通过低通滤波器变成一个掌握电压 Vc, 假设 Vd 是负脉冲，那么 Vc 电压下降，Vd 是正脉冲，那么 Vc 电压上升， Vc 送去掌握压控振荡器使振荡频率产生变化， 振荡器输出的频率又返回到相位比较器连续比较。假设固定 fr 不变，那么锁相的具体过程是，fv Vd Vc fv ; fv Vd Vc fv ; 上面这两个过程断的重复， 始终到 fv=fr ， 这时 Vd 输出为某个特定值， 频率到达了稳定值，也就是所谓的锁住了相位。我们可以总结出锁相环的性质：能鉴别两路频率的相位差， 并自动

11、调整 VCO 输出频率使反响频率 fv 和基准频率 fr 同相位, 也就是使 fr 与 fv 同频率。实际的锁相环路还参加了数字分频网络构成了数字锁相环路， 如图 4 所示.基准频率通过 R 分频器送到相位比较器， fr=fo/R ， 输出频率通过 N 分频器送到相位比较器另一端， fv=fout/N ， 由于锁相环路的锁相作用， 使 fv=fr, 简洁求得 fout=(fo*N)/R 。 由此式可见， 只要固定 fo ， VCO 的输出频率范围足够宽,通过适当地转变 N 和 R， 就可以掌握输出频率的大小。假设 fo 是用晶体振荡器产生，那么 fout 就具有与晶体振荡器同等的精度和稳定度。

12、考虑三种方案， 结合设计要求,承受数字锁相环技术是最抱负的。图 4 带分频的锁相环2、 系统简介(1) 、 系统组成 ： 本系统主要由单片机掌握系统、数字锁相环路、 功率放大电路、 峰值检测电路等电路构成， 系统框图如图 5 所示图 5 系统框图(2) 、系统工作过程简介 ：图中 PD 局部集成了 R 分频器和 N 分频器， R 和 N 均受单片机掌握。基准频率是 4.096MHz ， 为了到达步长 100KHz 的步进值，我 们选取 R=2048 ，得 到步长 f=2KHz ，那 么，只 要 N 每增加 50 ，就能得到 100KHz 的步进值。25MHz 的频率对应的 N 值为 12500

13、 ，35MHz 的频率对应的N 值为 17500 ， 15MHz 的频率对应的 N 值为 7500 ， 我们设置的开机频率为 25MHz ， 以后只要按开关 S1 ， N 值就增加 50 ， 也就会使输出频率增加 100KHz ， 按 S2 可使频率变低。从 VCO 出来的调频信号通过分频器加到单片机的计数器进展计数器， 用于测量 VCO 的频率。在这里，单片机系统实际上作为其次级 PLL 环路。它把测量到的 VCO 频率值和预定的频率值比较，得出的差值再加到 N 的值上以进一步使频率转变，直到测量的频率和预定的频率值相等， 这样更使输出的频率精度更高更稳定。峰值检测电路包括峰值检波哭和 A/

14、D 转换器，峰值检波器把高频率信号转换成直流电平送入A/D 转换器转成数字量， 再送到 LED 显示。功率放大器负责放大 30MHz 信号以满足要求。单元电路设计与分析压控 LC 振荡器 VCO如前所述，主振电路承受西勒振荡电路，其沟通等效电路如图 1 所示。完整的振荡电路如图6 所示图 6 压控 LC 振荡器 VCO 电路变容二极管 D1 工作时需要肯定的直流反向偏压，在图 4 中参加 C4 ，避开了电感 L2 对 D1 的直流短路作用。为了加强振荡器驱动负载的力量，减弱后级电路对主振回路的干扰，在振荡回路的输出端参加一级射级跟随器。本电路的电压输入要求是 1V 到 8V ，变容管的参数是

15、30PF 430PF ， 按图中电路参数算， 该振荡器输出频率可从 14MHz 变化到 39MHz ， 完全可以满足题目的要求。2、锁相环路的设计与分析锁相环路单元的设计是本压控 LC 振荡电路的设计重点。 锁相环路中的带有输入分频器的相位比较器承受的是美国摩托罗拉公司生产的专用 PLL 芯片 MC145151P2( 如图 7) ，它内部带有分频器 R 和分频器 N， R 有 8 种分频值 由 RA2 ， RA1 ， RA0 三条数据线打算 ， 分别为 8， 128 ， 256 ， 512 ， 1024 ， 2048 ， 2140 ， 8192 ， N 的值是 14 位二进制数， 即分频值可以

16、从 1 到16383 ，RAi 和 Ni 是通过两片串并转换芯片 CD4094 与单片机相连。相位比较电压从 Pout 输出到外部的环路滤波器。图 7 MC145151P2内部构造图环路滤波器的好坏关系到本 PLL 环路性能的好坏， 环路滤波器要求响应速度过快， 噪声小。承受高速低噪声的运算放大器 LM833 构成的环路滤波器如图 8。图中运放第一级接成积分电路， 把离散的相位比较输出的电压转换成直流电平， RC 的时间常数选取很关键， 过大的话响应速度慢， PLL 环路调整速度就慢， 过小的话简洁引入噪声， 本电路的 RC 值是经过屡次试验才最终确定的。第一级的电压输出一般不大于 2V ，

17、但我们设计的 VCO 输入电压是从 1V到 8V ， 所 以 在 环 路 滤 波 器 后 加 入 了 一 级 电 压 放 大 器 抬 高 控 制 电 压 供 给 VCO 。图 8 环路滤波器3、单片机测频电路由于振荡器振荡频率远远高于单片机的工作频率 12MHz ， 故不能直接利用单片机对频率 信号进展计数， 必需经过分频。这里承受八位二进制计数 TC4040 作为分频器， 对频率信号进展分频，并取 TC4040 的 Q8 端作为单片机计数的输入信号，相当于对信号进 行 128 级分频。这样测的频率再乘与 128 即可得振荡器的实际振荡频率值。峰值检测电路? VCO 的输出信号经峰值检波电路之

18、后转换成直流电平， 通过 ADC0809 进展模数转换， 送入单片机图 9 峰值检测电路5、 显示电路的设计出于节约 I/O 口考虑， 我们承受的是串行输出的静态 LED 显示， 用串并转换芯片 TC4094 作输出， 只用四根数据线就可以完成显示 。6、高频功率放大电路的设计由于要求输出的有效功率大于等于 20mW ，为了兼顾功率放大器的输出功率 Po 和效率 ，承受 E 类开关型功率放大器 见图 10 ，电 路分两级，前 级主要进展电压放大兼起选频作用， 后级开关管用高频管 C535 或 9018 均可， 后面接入 LC 网络起到选项频和阻抗匹配的作用。同时， 为了适应不同的负载， 功率输

19、出局部承受双端输出形式： 一端为直接输出见图 10 的 A 端， 用于接纯电阻负载。 另一种是感性输出见图 10 的 B 端， 用于接容性负载。图 10 30MHz 功率放大器软件局部的设计软件承受模块化设计方法， 利于调试和维护。开关 S1 每按一次， 输出频率增加一个步长，S2 每按一次减小一个步长， S3 按下时可以轮番显示峰值和频率， 程序流程如图 11 所示。图 11 软件掌握流程图测试方法与测试数据测试仪器TDS2023 型数字示波器.3515A 型数字频率计.+5V 、 +12V 稳压直流电源.高频数字毫伏表.2、 指标测试A 、 不接锁相环时 VCO 输出频率范围的测量用电位器

20、构成分压电路，调整变容二极管两端的反向偏压，测得在输出波形没有明显失真的状况下, 振荡频率跟随输入反向电压变化的状况如下表所示：变容管反向偏压V振荡器输出频率MHz839.7976543210.538.4935.7429.7824.420.7417.5916.7914.9可见压控主振级振荡输出信号频率范围足够宽 输出电压峰峰值的测量用 TDS2023 型数字示波器直接检测振荡器输出信号的峰峰值得 1.14V. 输出频率步进的测量从按键到系统稳定， 单步调整间隔为 100kHz 。 接锁相环时 VCO 输出频率范围的测量通上电源复位， 锁相环预置值为 25MHz按 S2 减小频率， 最小可以小到

21、 17.12MHz按 S1 增加频率,? 最大可以增到 40.23MHz由结果知道频带上移了。 在变容二极管上并上一小容量的电容器后再测 , 最小频率降为14.21MHz, 最高频率降为 36.43MHz.功率测量 ：调整频率到 30MHz ， 测得空载电压有效值为 2.6VA、接 50 纯电阻负载时功率放大器输出功率与效率的测量。用沟通毫伏表测得电阻两端有效电压值为 1.6V, 计算得功率为 54.4mw.B、 负载改为 50 电阻与 20pF 电容串联时输出有效功率与功率放大器效率的测量, 用沟通毫伏表测得电阻两端有效电压值为 1.2V, 计算得功率为 28.8mW测试结果与整机性能分析本机实行数字锁相环技术，使得频率的稳定度与频率调整步进完全到达了设计要求。但是由于 LC 高频振荡电路与功率放大电路的调试占据了大局部时间， 所以有局部功能未能实现。五、 附整机电路图( 见附图)