CRH2型动车组牵引变流器知识概述.docx

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1、CRH2 型动车组牵引变流器CRH2 型动车组牵引变流器(以下简称变流器)由单相三电平脉冲整流器、中间直流电路、三电平逆变器、真空沟通 接触器等主电路设备以及牵引掌握装置、掌握电源等掌握设 备组成。上述设备安装在 1 个箱体内，为减轻质量，箱框承受铝合金构造。每个动车设置一台牵引变流器，每台变流器 驱动 4 台并联牵引电动机。牵引变流器主电路功能框图参见图 7.23，脉冲整流器和逆变器主电路功率模块连接图参见图7.24。主电路功率开关通状态和输出相电压的关系参照表7.16。牵引变压器牵引绕组输出的 AC1500V、50Hz 单相沟通电. 通过三电平 PWM 脉冲整流器变换为直流电，经中间直流回

2、路将DC6003000V(再生制动时稳定在 3000V)的直流电输出给牵引逆变器，牵引逆变器输出电压、频率可调的三相交 流电(电压为O2300V，频率为 O220Hz)驱动牵引电动机。三电平逆变器承受异步调制、5 脉冲、3 脉冲和单脉冲相结合的掌握方式。变流器取消了中间直流回路的二次滤波环节 . 牵引变压器不需设置二次滤波电抗器，使得二者质量均得到 大幅度降低。牵引变流器外形如图 7.25，构造图如图 7.26.外形尺寸如图 7.27，内部接线图如图 7.28，主要组成部件如表 7.17。箱体中心位置配置脉冲整流器功率模块(2 台)和逆变器功率模块(3 台)。牵引，变流器靠列车侧面配置两台电动

3、鼓风机(主鼓风机)，向功率模块冷却器送风。箱体内部集中设置真 空接触器、继电器单元和牵引掌握装置等，便于集中检杏。表 7.17 牵引变流器主要组成部件编号名称件数备注1箱框12脉冲整流器功率模块23逆变器功率模块34牵引掌握装置15热交换器26真空接触器17充电单元18过电压抑制晶闸管(OVTh)单元l含 DCPT 单元9门极电源11O继电器单元111电阻器单元112充电单元113接地电流检测(GCT)单元114过电压抑制晶闸管(OVTh)单元1含 DCPT 单元15门极电源116沟通电压检测器ACPT)117继电器单元118电阻器单元l19空气过滤器1 套20检查面外罩3 种7.5.1 脉冲

4、整流器工作原理和技术参数7.5.1.1 概述动车组的脉冲整流器局部由单相三电平电压型 PWM 脉冲整流器和沟通接触器 K 构成。可实现沟通电网侧功率因数接近 1；电网电流尽可能接近正弦，消退谐波，最大限度地提高电网的经济效益，削减电网对四周环境的电磁污染；在电网电压或负载发生变化时，能够维持中间直流电压的稳定， 给电动机侧逆变器供给良好的工作条件。脉冲整流器还可以实现牵引、再生工况间快速平滑地转换，牵引时作为整流器， 再生制动时作为逆变器。牵引工况下， 以牵引变压器牵引绕组的输出电压(AC1500V、50Hz)为输入，通过牵引掌握装置的掌握，实现输出直流电压为 26003000V(按速度范围变

5、化可调)的定电压掌握以及牵引变压器原边电压、电流单位功率因数的掌握。 此外，还可通过牵引掌握装置实现保护功能。再生制动时脉 冲整流器工作在逆变状态，以中间回路支撑电容器输出电压DC3000V 为输入，向牵引变压器侧输出 AC1500V，50Hz 电压。沟通接触器 K 掌握输入侧主电路的接通、断开。与传统两电平脉冲整流器相比，CRH2 型动车组脉冲整流器具有以下优点：(1) 每一个功率器件所承受的关断电压仅为直流侧电压的一半。这样在一样的状况鼍下，直流电压可以提高 1 吖立， 容量也可以提高 l 倍。(2) 在同样的开关频率及掌握方式下，三电平脉冲整流器输出电压或电流的谐波大大小于两电平脉冲整流

6、器，因此 它的总的谐波失真 THD 也要远小于两电平脉冲整流器。(3) 三电平脉冲整流器输入侧的电流波形即使在开关频 率很低时，也能保证肯定的正弦度。7.5.1.2 工作原理CRH2 型动车组单相三电平 PWM 脉冲整流器的主电路如图 7.29 所示。LN 和 RN 分别为牵引绕组的等效漏感和漏电阻，Ta1Ta4，TblTb4，为额定值 3300V，1200A 的 IGBT 或IPM，Da,D”a，Db，D”b 为钳位二极管。C1 和C2 为直流侧两个支撑电容。该电路的掌握局部承受 PWM 调制方式，沟通输入端的电压uab 是用 5 电平的脉冲来等效的正弦波，这 5 个电平分别为Ud，Ud/2

7、，0，-Ud/2，-Ud,uab 中含有和正弦信号同频率且幅值成比例的基波重量以及和载波频率有关的高次谐波， 而不含有低次谐波。输入端的电压波形如图 7.30 所示。由于牵引绕组漏感 L。的滤波作用，高次谐波电压只会在沟通侧电流iN 产生很小的脉动，可以无视，则脉冲整流器主电路可以等效为如图 7.31 所示电路。在牵引绕组电压 UN 肯定的状况下，IN 的幅值和相位仅由 Uab 的幅值及其与 UN 的相位差来打算。转变基波的幅值和相位，就可以使 IN 与UN 同相位或反相位。在牵引工况下， IN 与UN 的相位差为 O，该工况下的矢量图如图 7.32(a)所示，此时Uab 滞后 UN；而对于再

8、生制开工况，IN 与 UN 的相位差为 180，该工况下的矢量图如图 7.32(b)所示，此时Uab 超前UN，电动机通过脉冲整流器向接触网反响能量。这也就说明脉冲整流器可以实现能量正反两个方向的流淌，既 可运行在牵引状态，从牵引绕组向直流侧输送能量，也可以 运行在再生制动状态，从直流侧向牵引变压器输送能量。对于单相三电平脉冲整流器的工作原理再作如下说明。为了便于分析，定义抱负开关函数 SA 和SB 如下：由式(7.8)和(7.9)可将主电路等效为图 7.33，每组桥臂可以等效为一个开关，该开关具有 1、O、-1 三种等效状态， 两组桥臂有 32=9 种开关组合，则主电路有 9 种工作模式。开

9、关状态及相应的电压值如表 7.18 所示。其中 Uc1 为直流侧支撑电容 C1 上的电压，Uc2 为直流侧支撑电容 C2 上的电压。表 7.18 工作状态及输出电压Ta1Ta2Ta3Ta4Tb1Tb2Tb3Tb4SASBuaouboubabMode1lO011O0l1UclUc10V0110O111O1OUc10Uc1V1110OOO11l-lUcl-Uc2Ucl+Uc2V2011Ol10OOlOUcl-Uc1V20llO01100OO00V201lO00110-1O-Uc2Uc2V50O111l00-ll-Uc2Uc1-Ucl-Uc2V600l1O110-10-Uc2O-Uc2V700110

10、O1-1-l-1-Uc2-Uc2 0V8工作状态 V0(SA=1，SB1)：开关管 Ta1，Ta2，Tb1 和Tb2 导通，Ta3，Ta4，Tb3 和 Tb4 关断，网侧端电压 uao UC1，uboUC1 和uab=0。假设网侧电源电压uN0。则网侧电流电源电压，电容 C1 和C2 通过负载电流放电。工作状态 V1(SA1，SB0)：开关管Ta1，Tb2，Tb2 和Tb3 导通，Ta3，Ta4，Tb1 和 Tb4 关断，网侧端 UaoUC1， ubo=0 和 uab=UC1。假设正向电源电压“uN 大于(或小于)直流侧电压 Ud 的一半，则网侧电流 iN 增大(或减小)；网侧电流对电容 C1

11、 进展充电，而电容 C2 通过负载电流放电。工作状态 V2(SA1，SB-1)：开关管 Ta1，Ta2，Tb3 和Tb4 导通，Ta3，Ta4,Tb1 和Tb2 关断，网侧端电压 uaoUC1， ubo-UC2 和uabUC1UC2。正向网侧电流iN 减小，正向网侧电流对电容 C1 和C2 进展充电。工作状态 V3(SA0，SB1)：开关管 Ta2，Ta3,Tb1 和Tb2 导通，Ta1,Ta4，Tb3 和 Tb4 关断，网侧端电压 uaoO， uboUC1 和 uab=-UC1。假设反向的电源电压 uN 大于(或小于)直流侧电压 Ud 的一半，则网侧电流 iN 减小(或增大)； 反向网侧电流

12、对电容 C1 进展充电，而电容C2 通过负载电流放电。工作状态 V4(SAO，SBO)：开关管 Ta2，Tb2 和 Tb3 导通，Ta1，Ta4，Tb1 和Tb2 关断，网侧端电压uaoO，ubo0 和uabO。假设网侧电源电压“uNO，则正向网侧电流iN。增大，电容 C1 和C2 通过负载电流放电。工作状态发 V5(SAO，SB-1)：开关管 Ta2，Ta3，Tb2 和Tb3 导通，Ta1，Ta4，Tb1，和 Tb2 关断，网侧端电压uao0,ubo-UC2 和UabUC2。假设正向电源电压uN 大于(或小于)直流侧电压 Ud 的一半，则网侧电流 iN 增大(或减小)； 网侧电流对电容 C2

13、 进展充电，而电容 C1 通过负载电流放电。工作状态 V6(SA-l，SB1)：开关管Ta3，Tb1 和Tb2 导通，Ta1,Tb2，Tb3 和 Tb4 关断，网侧端电压 uao-UC2， uboUC1 和uab-UC1-UC2。反向网侧电流 iN 减小，反向网侧电流对电容 C1 和C2 进展充电。工作状态 V7(SA-1，SB0)：开关管Ta3，Ta4,Tb2 和Tb3 导通，Ta1,Tb1 和Tb4 关断，网侧端电压 uab-UC2，ubo0 和uab-UC2。假设反向的电源电压uN 大于(或小于)直流侧电压 Ud 的一半，则网侧电流 iN 减小(或增大)；反向网侧电流对电容 C2 进展充

14、电，而电容 C1 通过负载电流放电。工作状态 V8(SA1，SB=-1)：开关管 Ta3,Tb3 和Tb4 导通，Ta1，Ta2,Tb1 和Tb2 关断，网侧端电压 uao-UC2，uao-UC2 和UabO。假设网侧电源电压 uN0，则正向网侧电流iN 增大，电容 C1 和C2 通过负载电流放电。7.5.1.3 技术参数掌握方式 单相三电平电压 PWM 整流器额定参数 1285kVA(单相沟通 1500V，857A，50Hz) 输入1296kW(直流 3000V，432A)输出97.5以上(牵引电动机额定)效率功率因数 97以上(在额定负载条件下，除关心电路和掌握电路外)载波频率 l250H

15、z 整流器构成设备尺寸1015mm550mm610mm(WLH)质量190kg 装备零部件主掌握元件 高耐压IPM/IGBT3300V1200A1S2P4A钳位二极管 高耐压二极管 3300V1200A1S2P2A 支撑电容器 2125(110)F关心电路 一套(包括：缓冲电路，接线盘等)7.5.2 逆变器工作原理和技术参数7.5.2.1 工作原理逆变器局部以支撑电容器电压为输人，牵引掌握装置控 制 IGBT 或 IPM 的开通或关断。牵引时逆变器输出电压和频率可调的 3 相沟通电，掌握 4 台并联牵引电动机的转速和转矩。再生制动时以牵引电动机输出的 3 相沟通电源为输入， 向支撑电容侧输出直

16、流电压。牵引电动机掌握承受矢量掌握方式，转矩电流和励磁电流独立掌握，以提高转矩掌握精度、响应速度及电流掌握性 能。电路构成承受与脉冲整流器一样的三电平构造。由于中 间直流回路没有二次滤波回路，应在逆变器的脉宽调制方式 中承受肯定的掌握策略来抑制脉动直流电压对电动机转矩产生的影响。三电平逆变器主电路承受两主管串联与中点带钳位二极管的方案，如图 7.34 所示。这种主电路方案可使主管耐压值降低一半。图 7.34 中一相桥臂的 4 个主管有 3 种不同的通断组合，对应着 3 种不同的输出电位，见表 7.19 所示。表 7.19 主管开关状态与输出电位模式TU1TU2TU3TU4输出相电压 uUOP通

17、通断断ud/20断通通断0N断断通通Ud/2由表 7.19 看出，主管 TUl 和 TU3 栅极上掌握脉冲是互反的，主管TU2 和TU4 也是如此。同时规定输出电压变化只能是由正到零，零到负或相反的变换，不允许正负之间直接 变换。此外，电压型逆变器中各主管通断转换中必需遵循先 断后通的原则，如表中 uUO 从+Ud/2 到零变换时，先断 TUl后通TU3，其余类推。逆变器对异步电动机实行变频调速时，在根本转速范围内应保持电动机主磁通恒定。依据电机学原 理，这需要电动机的基波电压U1 跟随基频 f1 接近正比例变化。7.5.2.2 空间电压矢量调制掌握(1) 根本思路当电动机供以三相对称电压 u

18、U，uV 与uW 时，依据空间矢量理论，其空间电压矢量 Ur，可表示为：Ur2(uUuV2uW)/3(7.10)式中ej2/3。当三相对称电压为正弦变化时，空间 电压矢量 Ur 的运动轨迹为圆形。当三电平逆变器输入恒定直流电压且 UC1UC2 时，其可能的空间电压矢量组合共 3327 种，如图 7.35 所示。其中零矢量(幅值为 0)有三个： ROOO，RPPP 与 RNNN。内正六边形的每个顶点有两种可能的组合，如图 7.35 中所示的RONN 矢量与 RPOO 矢量处于同一点。除去上述 8 种重复的矢量，三电平逆变器共有 19 种独立的空间电压矢量。(2) 空间电压矢量合成计算如图 7.3

19、5 所示，外正六边形各顶点的电压矢量将电压矢量图分成六个大的对称正三角形区域(每个区域为 60)； 再把各相邻电压矢量两两相连，则可将三电平逆变器空间电压矢量图分成 4 个小的正三角形(其中每个大三角形区域包含 4 个小三角形)。对每个大三角形区域进展分析，可得到整个 360范围内的工作状况(图 7.36 是中间大三角形区域放大图)。在不同的供电频率下，电机定子电压合成的空间电压矢量的幅值不同，则合成的电压矢量端点轨迹分别落在图7.35 的内正六边形、内外正六边形之间或内外正六边形中(对应图 7.36 分别在、区域，、区域或、区域)。下面以图 7.36 为例分析空间电压矢量的合成。期望的合成电

20、压矢量落在、区域内，则由 ROPO，RNON，RPPO，ROOP 和零矢量合成。设 ROPO 与 RNON 为 Z1，作用的时间为T1；RPPO 与ROOP 为Z2，作用时间为T2；零矢量作用时间为T3；脉冲周期为 T。依据空间电压矢量等效原则，则有由表 7.19、式(7.11)及式(7.12)可得到 T1，T2，T3 分别为式中：U 为相电压峰值；为相电压合成空间电压矢量的幅角；Ud 是中间直流回路电压，由上面分析可知，在整个360范围内各小正三角形顶点电压矢量所用时间均可由式(7.11)和式(7.12)计算。(3) 空间电压矢量施加挨次的选择原则在选择空间电压矢量时，为了削减逆变器开关元件

21、的开 关损耗，三电平逆变器仅有一条支路的开关元件产生通断动 作，并且每条支路状态只能由 P 变到O，N 变到 O，不允许P 与N 之间直接互变。同时还要考虑到矢量图中各小正三角形之间过渡的平滑性等问题。7.5.2.3 改善中点电位偏移的 PWM 掌握方式三电平逆变器的中点电位是由两个相等且容量较大的支撑电容分压而得到。在变频调速过程中，尤其在低频或低 转速状况下，由于支撑电容不行能无限大，中点电位难以维持零电位而发生偏移。这将提高对主管耐压的要求，影响输 出电压的对称性，不利于整个系统工作。为此，要实行措施 抑制或掌握中点电位的偏移。抑制中点电位偏离的空间电压矢量 PWM 掌握，方法是依据每个

22、脉冲周期内合成空间电压矢量幅值相等的原则。由上述可知，三电平逆变器电压矢量有 3 个零矢量 ROOO,RPPP， RNNN(或简写为 OP，OO，ON)，内正六边形顶点的矢量幅值为外正六边形顶点矢量幅值的一半，每顶点有两种可能的组合， 如图 7.35 中 RPOP 与 RONO 处于同一顶点。除去上述 8 种重复的矢量，三电平逆变器共有 19 种独立的电压矢量。然而通 过对这些冗余的电压矢量的选择，可以抑制中点电位的变化。把内六边形顶点的12 个电压矢量分成两类：一类为RPOO， ROPO,ROOP(三者简称为aP，矢量)与RPPO， ROPP，RPOP(三者简称为 bP 矢量)，这类电压矢量

23、接通时，中点的上部电容参与工作。另一类为 RONN，RNON，RNNO(三者简称 aN 矢量) 与 ROON，RNOO，RONO(称为 bN 矢量)，它们接通时下部电容参与工作。所以这些矢量参与工作时会影响中点电位的稳定性。为了抑制中点电位偏移，应在某个短的调制周期内成对选取上述的电压矢量，使中点的上部电容与下部电容参与工作的时机均等(或说经由中点流出与流人的总电荷量为零 )。下面以内正六边形区域为例来说明电压矢量平均值 PWM 掌握方式的工作原理。与一般两电平逆变器中相类似，零矢量、相邻60。的两 个电压矢量的作用时间 T1，T2，T3 分别为：式中60。扇区中角度变量； T60扇区中每等分

24、的小角度所对应的脉冲周期； m与合成电压矢量幅值、中间回路直流电压及基波频率f1 有关的系数。在三电平逆变器中，相邻60。的电压矢量各有两个，可 选的电压矢量比两电平的多一倍，但同样要留意每次转换时开关次数应最少，图 7.36 给出一个扇区中电压矢量的连接(或转换)关系。为抑制中点电位偏移，在承受脉冲周期内合成电压矢量幅值相等的准则时，应当使 aP，bP 矢量与 aN，bN 矢量成对消灭。为此由三电平电压矢量连接关系(图 7.36)， 可选取如下调制或转换方式：F 信号是依据中点电位偏移及牵引或再生工况来给出的。从上述分析可以看出，以两个脉冲周期 T 为一个单元，成对地选取内六边形的功能一样但

25、组合不同的电压矢量，以 抑制中点电位变化且维持其不变。7.5.2.4 矢量掌握策略(1)矢量掌握思想由电机掌握原理可知，直流电动机励磁电流 If 所产生的主磁通与电枢电流 I。产生的电枢磁势 Fa 在空间是相互垂直的，两者没有耦合关系，互不影响。假设不考虑磁路饱和 的影响，直流电动机的电磁转矩可由下式表达其中If 和 Ia 是掌握量，也可看做是正交或解耦的“矢量”。在正常运行条件下，励磁电流 If 维持电机的磁场磁通， 电枢电流 Ia 转变转矩。由于两者是相互解耦的，所以在静态和动态两种状况下，都能保持转矩的调整具有高灵敏度，使 系统的动态性能得到优化。与直流电动机相比，异步电动机的状况要简单

26、得多。在 异步电动机中定子电流并不和电磁转矩成正比，它既有产生 转矩的有功重量，又有产生磁场的励磁重量。异步电动机的 电磁转矩如式表示它是由气隙磁通m 和转子电流有功重量 Ircosr 相互作用产生的。即使当气隙磁场保持恒定时，电动机转矩也 不但和转子电流 Jr 有关，还取决于功率因数角，即取决于电动叽的转差率。因此，在动态过程中要快速、准确地掌握异 步电动机的转矩就比较困难。从图 7.37 可以看到，转子磁链r，和转子电流 Ir 在相位上相互垂直，而且 rmcosr,把这一关系代入式(7.19)可得电机的转矩为TCTrIr(7.20)上式在形式上与直流电动机的转矩特性格外相像，假设 设法保持

27、转子磁链恒定，则掌握转子电流就能掌握电动机的 转矩。假设进一步把异步电动机的矢量关系变换到同步旋转 d， q 二相坐标系上，并将 d 轴沿转子磁链方向定向，则异步电 动机的定子电流 is 可以沿d 轴和 q 轴分解为 id 和 fq，其矢量关系为式中 id 是用来产生转子磁链r 的励磁电流，fq 代表电动机的转矩电流。假设在电动机的调速过程中维持定子电 流的励磁重量 id 不变，而掌握转矩重量 iq，由于两个重量相互解耦，所以能使系统具有较好的动态特性。综上所述，将三相异步电动机变换到 d，q 同步坐标系， 并使励磁 d 轴在转子磁链，方向定向，即可实现磁场电流id 和转矩电流fq 的独立掌握

28、，这就是矢量掌握的根本思想。矢量掌握系统的根本构造如图 7.38 所示。图中给定信号和反响信号经过类似于直流调速系统所用的掌握器，产生励磁电流的给定信号i(*,d)和转矩电流的给定信号i(*,q)， 经过d，q 坐标系到，(静止)坐标系的逆旋转变换，得到i(*,a)，i(*,)的给定值，再经过二相/三相变换，得到三相电流给定值 i(*,U)，i(*,V)、和 i(*,W)。将这三个电流掌握信号和掌握器直接得到的频率掌握信号 ws 加到变频器上， 就可以输出异步电动机调速所需的三相变频电流。变频器的右边是检测变换电路和电动机的模型，相电流 iU，iV，iW 通过三相/二相变换，再经过旋转矢量变换

29、 VR，得到 id 和 iq 变频掌握器构成了变换和反变换的两极，以便使掌握参量i(*,d)和i(*,q)分别与变量 id 和iq 相对应。在设计矢量变换掌握系统时，可以认为，掌握器至变频 器之间的逆变换和变频器至电动机模型之间的正变换可以相互抵消，假设再无视变换器中可能产生的滞后，则 i(*,d)， i(*,q)到id，iq 的动态响应是瞬时的。因此，矢量掌握系统也可以到达良好的静、动态性能。(2)CRH2 型动车组牵引电动机掌握策略CRH2 型动车组承受转子磁场定向间接矢量掌握技术实现对逆变器和电动机的掌握。输入支撑电容器电压，依据牵 引掌握装置掌握信号，输出变频变压的三相沟通电对 4 台

30、并联的电动机进展速度、转矩掌握。再生制动时牵引电动机发 出三相沟通电，向支撑电容器输出直流电压。牵引电动机控制承受矢量掌握方式，独立掌握转矩电流和励磁电流，以使 转矩掌握高精度化、反响高速化，提高电流掌握性能。掌握框图如图 7.39 所示：掌握局部各单元介绍：转矩掌握单元(图 7.40)牵引时按换挡(notch)指令(动车组总共有 10 个挡位， 见图 7.40 中所标识)及转子频率设定转矩指令，制动时按制动力指令设定转矩指令。逆变器闸控开头时利用斜坡函数升 到目标值，换空挡(notchoff)时转矩利用斜坡函数降到目标值。转矩增量运算模块的功能：计算在起动、升挡(notchup)、换空挡过程

31、中，计算 1s 内从变化前的值变化到目标值的转矩。转矩设定值变化趋势如图 7.41 所示。恒速掌握单元将输入恒速指令时的速度作为设定速度。为保持此速度， 转矩指令依据速度偏差进展恒速掌握，见图 7.42。转子磁通指令计算转子磁通指令依据不同的调整方式，按图 7.43 设定。a、b 分别为各个调整方式的转子磁通指令计算方法。a. VF 掌握方式转子磁通指令根本为定值，但在单脉冲方式的速度域换 空挡时或再次运行时到达单脉冲为止，使用的转子磁通指令 是利用单脉冲切换频率和逆变器频率的比计算。因此，在此 领域上的转子磁通指令取的是利用单脉冲切换频率与变频频率的比计算的值和转子磁通初期设定值中的低位值。

32、b. 单脉冲掌握方式使用逆变器输出频率、电动机常量及转矩指令，计算转 子磁通指令，使调制系数到达 100，即在单脉冲领域上也实现矢量掌握。电动机定子电流变换将 3 相电动机定子电流 IU，IV，IW 变换为矢量掌握系统旋转坐标系下的 d 轴电流 ids 及 q 轴电流 iqs。变换使用相位按逆变器输出频率积分得到，计算公式为：矢量掌握计算通过矢量掌握，把电机定子电流 1 分为相当于转矩局部的 q 轴电流 i(*,qs)和相当于转子磁通局部的 d 轴电流i(*,ds)，分别独立掌握。其中： T(*,e)转矩指令；(*,r)转子磁通指令； Lm电动机互感； Lr电动机转子电感；np极对数。在以逆变

33、器频率同步旋转的d-q 轴旋转坐标下，电流表示如图 7.44。另外、利用d 轴、q 轴电流指令i(*,ds)、i(*,qs)及电动机常量(Rr：电机转子电阻值、Lr：电机转子自感)，按式 7.24 计算转差频率指令 fsl：电压前馈(FF)计算依据d 轴、q 轴电流指令 i(*,ds)，i(*,qs)逆变器频率ws，电动机常量，按式(7.25)计算前馈电压指令值 E*,ds、 E(*,qs)。其中： Rs电动机定子电阻值；Lm电动机互感； Ls电动机定子自感；Lr电动机转子自感。上述 d 轴、q 轴的前馈电压矢量如图 7.45 所示。恒电流掌握为了使d 轴、q 轴的反响电流(ids,iqs)分

34、别追随于d 轴、q 轴的电流指令(i(*,ds),i(*,qs)，将各自的电流偏差输入PI 调整器，把由此得到的电压分别作为 d 轴、q 轴的反响电压(uds,uqs)。调制系数计算用d 轴、q 轴电压指令 u(*,ds)，u(*.qs)和滤波电容器的输出电压 Ud，按下面公式计算调制系数 m。电压相位计算用d 轴、q 轴电压指令 u(*,ds)，u(*,qs),按式(7.23)计算旋转坐标系下电压矢量的相位角。如图 7.46 所示。转差频率补偿掌握为使q 轴的反响电流(iqs)跟随q 轴电流指令(i(*,qs)， 将电流偏差输入到 PI 调整器，由此得到转差频率补偿值 fsl，再加上转差频率

35、指令 fsl 可得转差频率 f(*,sl)。此掌握系统在不能进展电压掌握的 1 脉冲调整方式中实施。11 掌握模式切换为在 VVVF 掌握方式中实施电压掌握，在输出电压固定的 1 脉冲掌握方式中实施转差频率补偿掌握，依据逆变器频率切换掌握器。12 逆变器频率计算逆变器输出频率为转差频率 f(*,sl)、转子电阻补偿差频值 dsr、转子频率 fr、无拍频率掌握补偿项 BEATP 之和。电机定子电流从 3 相变换到 2 相所使用的相位可依据逆变器频率的积分计算。13 无拍频率掌握为抑制电网频率与变频频率干扰而产生的振动，依据BPF 抽取滤波电容器电压上呈现的脉动特定频率(50Hz 或者60Hz：按

36、接触网频率切换)，在其输出上加上与逆变器频率相 应的增益，计算无拍频率掌握项。14 转子电阻补偿在电动机运转中，转子电阻值随电动机温度变化而变化， 转子电阻补偿具有推想转子电阻值并进展补偿的功能。即对各个 d 轴、q 轴电压指令 U(*,ds)、u(*,qs)的大小与 d 轴、q 轴的前馈电压指令 E(*,ds)、E(*,qs)的大小相比较，输出访偏差为 O 的转子电阻补偿值 dsr。如图 7.47 所示。15 空转恢复黏着掌握依据各轴的速度偏差 Av、加速度偏差 Aa，实时地计算适合轨面状态的黏着程度 adl，将此值乘以转矩值，从而实施空转恢复黏着掌握。如图 7.48 所示。16 功率限制在

37、接触网电压很低时，为使牵引变压器不发生牵引绕组 侧过电流，依据牵引绕组侧电流实际值进展限制。由整流器 计算牵引绕组电流实际值与限制值的偏差，依据偏差大小， 计算乘在转矩值上的增益。如图 7.49 所示。17PG 发生故障时的频率处理当检测出 PG 传感器发生故障时，依据表 7.20 重设定转子频率。状态频率设定正常时PGlfr1PG2fr2PG1 故障PG2fr1PG2fr2PG1,PG2 故障PG3fr1PG3fr2PG1,PG2,PG3 故障PG4fr1PG4fr1表 7.20 转子频率设定PG3fr3PG4fr4PG3fr3PG4fr4PG3fr3PG4fr4PG4fr2PG4fr3转子

38、频率计算frfr1fr2fr3fr4注：全部断路时。发生PG 故障，闸控停顿。虽然可以通过重启动再次进展设定操作.但仍旧再一次被检测为 PG 故障。18 脉冲状态转换频率计算处理各脉冲状态的转换频率见表 7.2l。状态牵引制动异步-5P58Hz58Hz5SP-3P90Hz103.5Hz3P-1P113.5Hz130.5HzUd2600V3000V表 7.2l 脉冲状态转换频率表注：车轮直径820mm。19 车上试验车上试验时的 S/W 框图如图 7.50 所示。a.数据(数字模拟)从各试验工程数据表按 50ms 一个周期输出数据，见表7.22。b.判定与保持数据输入检测信号的状况下：检查数据，

39、如当时的值在标准 值以内，输出当时的值和 OK 信号。当数据超出标准值时，输出当时的值和 NG 信号。未输入检测信号的状况下：输出 NG 信号和当时的值(表上的最大值)。验工程转子过电流 1直流过电压 2电机过电流 I(U 相+)初期值24A2160V增减量25A/50ms10V/50ms最大值2999A3560V区分率(D/A)3000A/20484000V/2048726A10A/50ms2320A3000A/2048表 7.22 转子输出数据7.5.2.5 逆变器的技术参数(1) 逆变器性能参数掌握方式 三相电压型三电平 PWM 逆变器额定参数：输入1296kW(直流 3000V，432

40、A)输出1475kVA(三相沟通 2300V，424A，O220Hz) 效率97.5以上(牵引电动机额定)功率因数 97以上(在额定载荷条件下，除关心电路和掌握电路外)载波频率 1250Hz载波相位差设定单元间载波相位掌握(2)逆变器构成设备尺寸(WLH) 660mm550mm6lOmm 质量130kg装备零部件主掌握元件 高耐压IPM/IGBT3300V1200A1S1P4A钳位二极管 高耐压二极管 3300V1200A1S1P2A 支撑电容器 1250(110)F其他缓冲电路 1 套闸控接口电路 l 套主电路接线盘 1 套冷却器温度继电器 1 个冷却器沸腾冷却式 l 套密封部位温度继电器

41、1 个7.5.3 中间直流电路的特点和技术参数中间直流电路如图 7.51 所示，主要由均压电阻、支撑电容器和过压保护电路构成，目的是获得直流恒压。支撑电容器 5 组并联，分别组装于各个功率模块内，即两台脉冲整流器模块各装 1 组，3 台逆变器模块也各装 1 组，合计容量 8000F。支撑电容器与预充电电路(图 7.52)相连，启动时通过内置充电电阻的充电变压器从关心电路进展初期充电，以防止 K 接通时产生过大的冲击电流。换向开关接通方法：接通 CHK 充电(约 1s)，然后断开CHK，接通K。中间直流电路设置由电阻和半导体开关构成的过电压保护电路。为防止牵引变流器原边绕组投入接触器 (K)投入

42、时的过大冲击电流，在 K 投入前对支撑电容器进展充电。开头充电的时间是从终端装置输入换向器 (reverser) 投入信号的时候。以下表示从充电开头到 K 投人为止的流程。换向器(reverser)投入；输出充电接触器(CHK)投入；支撑电容器充电；充电接触器(CHK)断开；K 投入。局部器件的功能简介如下： GCT：检测牵引变压器牵引侧接地电流。依据设定值，0VTh 通、脉冲整流器、逆变器门控封锁及牵引变流器原边绕组接触器(K)断开。过电压抑制晶闸管单元(0VTh 单元)：由晶闸管、缓冲电阻器、缓冲电容器、栅级驱动基板、直流电压检测器等构成。 当检测到支撑电容器的过电压，且掌握电源为断开时，

43、晶闸 管导通，让支撑电容器具有放电功能。DCPT：组装在 OVTh 单元内，对直流电压进展检测。当检测到 0VTh 误触发、直流过电压、直流低电压、电压特别等时，依据条件，脉冲整流器、逆变器门控封锁、牵引变流器 原边绕组接触器(K)等断开。其中电路中各个常数应满足表 7.23 的规定。45678沟通接触器(K)沟通接触器(CHK) 变压器(CHT)充电二极管模块(CHDd)111116171819CS01.2直流电压互感器(DCPTl，2)沟通电压互感器(ACCT)1219三相输出电流互感器(CTU，V，3W)10RSCH1表 7.23 中间直流电路所用元件名称及数量序号元件数量序号元件数量1支撑电容器(变流器)CFCl，2211CSCHlZ支撑电容器(逆变器)ICF1,2312接地电流互感器(GCT)13接地阻抗器(GRRe)113接地容抗器(GRC)1抑制过电压电阻(OVRel，2)214支 撑 电 容 放 电 用的 晶闸 管2 (OVThl，2)支撑 电容器 放电用电阻 器(DRel，2)215RS01.227.5.3.1 功率模块(1)概要脉冲整流器功率模块由单相脉冲整流器电路元件构成，