反激变压器原理及设计方法.docx

《反激变压器原理及设计方法.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《反激变压器原理及设计方法.docx（7页珍藏版）》请在淘文阁 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、反激变压器原理及设计方法本文来自: DZ3W 原文 :/ dz3w /articlescn/xformer/0073639.html本文来自: DZ3W 本文来自: DZ3W 本文来自: DZ3W 本文来自: DZ3W 原文 :/ dz3w /articlescn/xformer/0073639.html 原文 :/ dz3w /articlescn/xformer/0073639.html 原文 :/ dz3w /articlescn/xformer/0073639.html 原文 :/ dz3w /articlescn/xformer/0073639.html一. 序言反激式变换器以其电路

2、构造简洁,本钱低廉而深受宽放开发工程师的宠爱 ,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,由于输入电压范围宽,特别是在低输入电压, 满负载条件下变压器会工作在连续电流模式 (CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于 CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM 模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作状况,变压器的工作状态可能不是最正确.因此结合本人的实际调试阅历和心得,表达一下不完全能量传递方式(CC

3、M) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter) 的工作原理1).反激式变换器的电路构造如图一.2).当开关管 Q1 导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当 Q1 导通,T1 之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管 D1 不会导通,输出功率则由 Co 来供给.此时变压器相当于一个串联电感 Lp, 初级线圈电流 Ip 可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁 Br 增加到工作峰值 Bw.3.当 Q1 截止时, 其等效电路如

4、图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1 截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会转变,由于B 并没有相对的转变.当B向负的方向转变时(即从 Bw 降低到 Br),在变压器全部线圈之电压极性将会反转,并使D1 导通,也就是说储存在变压器中的能量会经 D1,传递到 Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管 D1 的压降). 次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls(Ls 为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到 0 值,因此称为连续电流模式或不完全

5、能量传递模式(CCM).三.连续电流模式(CCM)模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.输入电压范围 Vin=85265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率 =0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率 fosc=100KHz, 最大占空比 Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压 Vin(min)=85*2-20=100Vdc(取低频纹波为 20V). 依据伏特-

6、秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= Vin(min)* Dmax/ (Vout+Vf)*(1-Dmax)n=100*0.45/(5+1.0)*0.55=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V 输出电流的过流点为 120%;+5v 和+12v 整流二极管的正向压降均为 1.0V.+5V 输出功率 Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V 输出功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 如图四, 设 Ip2=k

7、*Ip1,取 k=0.4 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/(1+k)*Vin(min)*Dmax=2*85/0.90*(1+0.4)*100*0.45=3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算. 由式子 Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/Ip1-Ip2=100*4.5/3.00-1.20=250uH6. 变压器铁芯的选择.依据式子 Aw*Ae=Pt*106/2*ko*kc*fosc*Bm*j*,其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85W

8、Ko(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度 Bm=1500 Gs j(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表: EER2834S 铁氧体磁芯的有效截面积 Ae=0.854cm2 它的窗口面积 Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S 的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 0.157cm4应选择 EER2834S 铁氧体磁芯.7. 变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).

9、 由 Np=Lp*(Ip1-Ip2)/Ae*Bm,得:Np=250*(3.00-1.20)/85.4*0.15 =35.12取 Np=36由 Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度 lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm取 lg=0.6mm2). 当+5V 限流输出,Ip 为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查 Bmax. Bmax=Lp*Ip/Ae*Np=250*10-6*3.00/85.4 mm2*36=0.2440T=2440Gs 3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压

10、器次级匝数的计算. Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64取 Ns1=3 Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50取 Ns2=7 故初次级实际匝比:n=36/3=129. 重核算占空比 Dmax 和 Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由 Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n, 得: Dmax=(Vout+Vf)*n/(Vout+Vf)*n+ Vin(min)=6*12/6*12+100=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc. Dmi

11、n=(Vout+Vf)*n/(Vout+Vf)*n+ Vin(max)=6*12.00/6*12.00+374.7=0.1610. 重核算变压器初级电流的峰值Ip 和有效值Ip(rms).1). 在输入电压为最低 Vin(min)和占空比为 Dmax 条件下,计算 Ip 值和 K 值.(如图五)设 Ip2=k*Ip1.实际输出功率 Pout”=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout”/(1)K=1-Vin(min)* Ton(max)/(Ip1*Lp)(2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*2*Pout”*T/* Vin(min

12、)*Ton(max)+Vin(min)* Ton(max)/Lp=0.5*2*73*10/0.90*100*4.18+100*4.18/250.0=2.78AK=1-100*4.18/2.78*250=0.40 Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2). 初级电流有效值Ip(rms)=Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)1/2=0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11) 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会转变,由于B 并没有相对的转变.因此开关

13、管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和 (Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p). 由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算便利,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V 输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下:1/2*Is2p +Is2b*toff/T=I02(3)Ls1*Is2p Is2b/toff=V02+Vf(4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p

14、=1/2*2*I02/1-D+V02+Vf*1-D*T*Np2/Ns22*Lp=0.5*2*1/1-0.418+12+1*1-0.418*10*362/72*250=5.72AIs2b =I01/1-D-1/2*V01+Vf*1-D*Np2/Ns22*Lp=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/72*250=-2.28A 0因此假设不成立.则+12V 输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V 整流管导通时间为 t.将 Is2b=0 代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t/T=I02(6)Ls1*Is2p/t=V02+Vf(7)Ls2/

15、Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p=(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/Lp*Ns221/2=2*1*12+1*10*362/72*250 1/2=5.24At=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us 2).+12V 输出回路次级线圈的有效值电流: Is2(rms)= t/(3T)1/2*Is2p=3.817/3*10 1/2*5.24=1.87A3).+5v 输出回路次级线圈的有效值电流计算: Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12. 变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横

16、截面积:前面已提到,取电流密度 j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm2 2).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的 2 倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k 为材质常数,Cu 在 20时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过 0.40mm.由于EER2834S

17、 骨架宽度为 22mm,除去 6.0mm 的挡墙宽度,仅剩下 16.0mm 的线包宽度.因此所选线径必需满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/0.4*0.4*3.14=0.26/0.1256=2取 0.40*2 根并绕 18 圈,分两层串联绕线. 4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取 0.40*10 根并绕 3 圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取 0.40*1 根并绕 7 圈, 分三层并联绕线. 5).变压器绕线构造及工艺.为了减小变压器的漏感,建议实行三文治绕法,而且实行该绕法的电源 EMI 性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均承受连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,假设参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严峻者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应留神慎重,而且变压器的参数需要经过反复试验才能到达最正确.本文来自: DZ3W 原文 :/ dz3w /articlescn/xformer/0073639.html